Производство интегральных микросхем, их высокая надежность, непрерывно снижающаяся стоимость, малые габаритные размеры и масса создают благоприятные условия для разработки и внедрения новой, сложной аппаратуры, имеющей высокие качественные и эксплуатационные показатели.

В настоящее время отечественная промышленность выпускает большое количество серий интегральных микросхем, в состав которых входит значительное число аналоговых микросхем, предназначенных для использования в приемно-усилитемной аппаратуре.

Каоюдая серия содержит определенный набор интегральных микросхем, позволяющих создавать на их основе те или иные устройства. Между собой микросхемы различаются технологией изготовления, типом используемого корпуса, количеством, вариантов и видом схемных решений, а также электрическими параметрами, и своей функциональной завершенностью.. Одни микросхемы.-sio просто транзисторные матрицы, т. е. наборы транзисторов, помещенных в обилий корпус; другие - представляют собой более ила менее завершенные заготовки отдельных каскадов; третьи - являются сложными многокаскадными устройствами, предназначенными для определенных целей. Применяя интегральные микросхемы, разработчик имеет возможность получать различные варианты принципиальных схем и менять в нужном направлении характеристики, разрчбо,-тываемого устройства. Большой ассортимент и разнообразие интегральных микросхем создают для разработчиков аппаратуры, с одной стороны, опреде-ленные удобства, с другой, значительные трудности, так как сложна выработать универсальный подход к описанию свойств различных схем и построить единую методику расчета.

В настоящей работе авторы стремились преодолеть эти трудности на основе единого подхода к проектированию линейных радиоэлектронных устройств на интегральных микросхемах. В частности, для этого использованы классификация по функциональному построению и представление микросхем' в виде то-готлюсника, позволяющие получить аналитические выражения параметров при различных схемах включения, а в основу проектирования сложных радиоэлектронных схем, в том числе избирательных усилителей низкой- и высокой частот и усилителей импульсов, положены общие теоретические- вопросы анализа и синтеза линейных электрических цепей.

Главы 1-i, 8 и 9 написаны И. Н. Мигулиным, главы 5, 6 а 7 - М. 3. Ча-повским.

Отзывы и пожелания просим направлять по адресу: 252601, Киев-, 1, Кре-щатик, 5, издательство Техшка .

Глава 1

ТРАНЗИСТОР КАК ЭЛЕМЕНТ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ

1. ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА ТРАНЗИСТОРОВ

Выпускаемые отечественной промышленностью аналоговые интегральные микросхемы содержат в качестве активных элементов транзисторы. Независимо от технологии изготовления основные свойства транзисторов определяются процессами протекания токов через р-п-ие-реходы и движения неосновных носителей через слой базы. Конструктивные и технологические различия сказываются лишь на величинах тех или иных параметров, качественно же происходящие в транзисторах процессы остаются для всех типов одинаковыми.

Интегральные схемы для .усилителей представляют собой определенные комбинации соединений транзисторов и пассивных элементов, позволяющие создавать с добавлением внешних элементов или без них различные усилители Так как свойства и характеристики линейных интегральных схем определяются, главным образом, параметрами используемых в них активных элементов, целесообразно кратко рассмотреть основные п|зоцессы, протекающие в биполярных транзисторах.

Ток в биполярном транзисторе регулируется в эмиттерном переходе приложенной к нему извне разностью потенциалов. Так как толщина р-п-перехода обычно составляет доли микрометров, напряженность электрического поля в области перехода оказьшается очень большой. Вследствие этого время движения носителей зарядов через рг.п-переход ничтожно мало, и изменения тока перехода следуют практически безынерционно за всеми изменениями приложенного напряжения, т. е. мгновенные значения тока эмиттера г'э вплоть до предельных рабочих частот транзистора можно описать уравнением вольт-амперной характеристики перехода

hh-cie -!), (1.1)

где /э. о - обратный ток эмиттерного перехода; = 1,69 . 10 Кл- заряд электрона; Ыэб - приложенная к р-п-переходу разность потенциалов; k =1,38. 10~ Дж/град - постоянная Больцмана; Т - абсолютная температура.

Дифференциальная проводимость эмиттерного перехода, представляющая собой отношение бесконечно маль1х приращений тока и напряжения,

Gs== (qlkT) h. ее зб/* = (qikT)(i, + /.о) (1.2)

линейно зависит от протекающего через переход тока и определяет зависимость большинства его параметров от рабочего тока транзистора.

Эмиттерный переход, как и р-л-переход вообще, представляет собой две области полупроводникового материала, разделенные тонким слоем, лишенным свободных зарядов. Такая система подобна

обычному конденсатору и обладает зарядной емкостью, величина которой зависит от ТОЛЩИНЫ перехода do, его площади s и диэлектрической проницаемости материала е : Сзаро - Es/(4ndo).

Так как толщина р-п-перехода зависит от приложенного напряжения эб, зарядная емкость также зависит от этого напряжения-

Сзар = Сзаро[£/(- зб)] . (1-3)

В этой формуле Е - ширина запрещенной зоны в используемом полупроводниковом материале; п - показатель степени, равный для переходов с резким скачком концентрации примесей 1/2 и для переходов с плавным изменением концентрации 1/3.

Понятие зарядной емкости и определяющая ее формула (1.3) имеют смысл лишь при отрицательных и небольших положительных напряжениях на переходе, т. е. при и--Е. Для транзисторов малой мощности это условие обычно всегда выполняется.

Управляемый поток вводимых в базу из эмиттера неосновных носителей вследствие диффузии или дрейфа последних достигает коллекторного перехода, обусловливая протекание в его цепи полезного управляемого тока. Однако некоторая часть инжектированных в базу неосновных носителей, не достигая коллекторного перехода, рекомбинир.ует внутри объема или на свободной поверхности базы, вследствие чего ток эмиттера оказывается болише тока коллектора. Получакщийся разностный ток ответвляется в базу и замыкается через ее внешнюю цепь;

В режиме усиления слабых сигналов транзистор можно приближенно считать линейным устройством и рассматриватв отдельно протекание через него переменных составляющих токов. В этом случае амплитуда переменной составляющей тока эмиттера оказывается пропорциональной амплитуде переменного напряжения на переходе и дифференциальной проводимости последнего: /э=Сэ/эб.

Токи во внешних цепях транзистора протекают в момент, когда носители зарядов (электроны и дырки) пересекают соответствующий /7-п-переход. В процессе перемещения носителей внутри слоя базы происходит лишь перераспределение концентрации носителей и во внешних цепях никаких токов нет. Отсутствуют токи также и в момент рекомбинации неосновных носителей, так как суммарный объемный заряд в базе при этом не меняется. Рекомбинационный ток базы течет в ее внешней цепи в тот момент, когда носители зарядов входят из эмиттера в базу. Следовательно, этот ток совпадает по фазе с управляющим напряжением на переходе {Уэз и пропорционален ему: /б ==

Коэффициент пропорциональности g имеет размерность проводимости и может рассматриваться как часть дифференциальной проводимости эмиттерного перехода, которая соединена только с базой и учитьшает протекание в ее цепи рекомбинационного тока.

Основная часть введенных в базу неосновных носителей в результате дрейфа или диффузии достигает коллекторного перехода и создает в его цепи ток. Так как поток носителей промодулирован управляющим напряжением Уэб, то в цепи коллектора будет протекать управ-

ляемый ток. Поэтому можно считать, что между эмиттером и коллектором как бы включен эквивалентный генератор тока

где Сэ -коэффициент пропорциональности с размерностью проводимости.

Частотные свойства транзистора обусловлены, главньш образом, тем, что на преодоление носителями слоя базы требуется некоторое время Тп, называемое средним временем пролета. В результате поток

носителей, достигающий коллекторногопе-й) to рехода, запаздывает во времени на Тп.Соот-

ifg ветственно и ток коллектора запаздьшает i/( I jf на это же время, т. е. сн отстает по фазе

/ / от тока эмиттера и от управляющего на- Лб fl пряжения С/эб- Фазовый угол запаздыва-

./ Ч ния при этом фп = (вТп и увеличивается к с ростом частоты приложенного управляю-

0 TtlO щего напряжения. При работе на низких

!. / частотах этот угол настолько мал, что его

I j можно считать равным нулю. Векторная

I / диаграмма токов для низких частот выгля- \ дит так, как показано на рис. 1.1,а, ивсе

токи транзистора имеют чисто активный Рис. 1.1..Векторные диаграм- характер.

мы токов транзистора на При работе на высоких частотах фазовый низких {а) и высоких {6) угол запаздывания коллекторного тока ста* частотах новится заметным и увеличивается с рос-

том частоты (рис. 1.1,6). Вследствие не-прерьшности токов разностный ток h- 1 - /к замыкается в цепи эмиттер -база. Из векторной диаграммы видно, что этот ток опережает управляющее напряжение на угол, близкий к 90°, и увеличивается по абсолютной величине с ростом частоты, т. е. ток имеет емкостный характер и может быть описан выражением /б=/юСдиф^/эб.

Коэффициент пропорциональности Сдиф имеет размерность емкости к представляет собой диффузионную емкость транзистора, физический смысл которой состоит в том, что при инжектировании неосновных носителей в базу в ней накапливаются носители обоих знаков, что эквивалентно зарял^анию емкости. При втягивании неосновных носителей в коллекторный переход заряды разъединяются и происходит как бы разряд емкости. Так как диффузионная емкость учитывает разностный ток, текущий в базу, ее, как и проводимость g, следует считать включенной между эмиттером и базой. Совместно с зарядной емкостью Сзар она образует полную емкость эмиттерного перехода

Сэб = Сзар + Сдиф. (1-4)

Тогда полный ток базы, объединяющий рекомбинационную и емкостные составляющие,

. б = КЯ,й + ; Сэб) Сэб-

Полный ток базы на своем пути к внешнему вьшоду должен преодолеть распределенное сопротивление материала, из которого выполнена база. Вследствие этого управляющее напряжение на эмиттерном переходе Оэб будет отличаться от напряжения базы Об, приложенного к внешним выводам базы и эмиттера, на величину падения напряжения на сопротивлении базы Гв:

Оэб = Об - 1бГб.

Так как амплитуда тока базы увеличивается с ростом частоты, полезное упрайляющее напряжение на эмиттерном переходе Оэб на высоких частотах будет уменьшаться, вызьшая соответствующее уменьшение амплитуд токов эмиттера и коллектора. Это является основной причиной ухудшения усилительных свойств транзисторов на высоких частотах и определяет характер частотных зависимостей их токов.

Для построения полной физической .. эквивалентной схемы транзистора необходимо еще учесть процессы, происходящие в коллекторном переходе, ,2. физическая эквивалентная а также некоторое прямое влияние схема транзистора для малых сиг-коллекторного напряжения на ток налов эмиттера.

Коллекторный переход, к которому прикладывается напряжение в направлении запирания, имеет некоторую не равную нулю дифференциальную проводимось g-бк и зарядную емкость Сёк- При воздействии переменной составляющей коллекторного напряжения Ок происходит изменение толщины /7-п-перехода, в результате чего меняется и толщина слоя базы. Последнее приводит к изменениям накопленного в базе количества неосновных носителей и сопровождается протеканием в цепи база - коллектор дополнительных активной и емкостной составляющих тока. Совокупность рассмотренных процессов эквивалентна наличию между базой и коллектором активной проводимости g6k и емкости Сбк. Модуляция толщины базы обусловливает также незначительное влияние коллекторного напряжения на ток эмиттерного перехода, которое можно учесть включением между эмиттером и коллектором небольшой активной проводимости эк-

Совокупность рассмотренных процессов определяет электрические свойства транзисторов, с учетом которых можно построить физическую эквивалентную схему транзистора (рис. 1.2). Эта схема с достаточной для практики точностью отображает частотные зависимости токов транзистора во всем интервале частот вплоть до предельной частоты усиления.

2. транзистор как четырехполюсник

Несмотря на то что эквивалентная схема (рис. 1.2) хорошо отражает электрические свойства транзисторов, пользоваться ею на практике неудобно. Помимо относительной сложности конфигурации, недостат-

ками этой схемы являются трудность измерения входящих в нее величин и то, что полезный управляемый ток генератора GaUэб выражен через неизвестное внутреннее напряжение на эмиттерном переходе f/эб- Однако эти трудности легко преодолеть, если транзистор рассматривать как линейный активный четырехполюсник. Для анализа работы линейных интегральных схем удобно воспользоваться системой -К-параметров, в которой токи выражаются в виде функций приложенных напряжений:

Систему F-параметров целесообразно ввести для наиболее распространенной (и поэтому являющейся основной) схемы включения транзистора с общим эмиттером. Ввиду того, что цифровые индексы в дальнейшем будут использованы для обозначе-jjr 9ф jg ния параметров интегральных микросхем,

~ для транзисторов целесообразно применить смысловые обозначения: 711= У -входная

проводимость, = - Уа&р- проводимость -о обратной связи, Fji == - проводимость

Рис 1.3. Эквивалентная П- Р^ передачи (или крутизна) и Y = образная схема, соответству- = Fj - внутренняя (выходная) проводи-ющая системе У-параметров мость. С учетом этих обозначений четы-. рехполюсника, эквивалентного транзисто-

ру, его уравнения запишутся в виде

и = УС/б - ГобрС>к; 4 - SC/б -f Fjt/к.

(1.5)

Соответствующая им эквивалентная схема показана на рис. 1.3.

Входящие в систему уравнений (1.5) значения У-параметров в со-, ответствии с правилами теории четырехполюсников можно определить при поочередном закорачивании выходных и входных зажимов четырехполюсника. Подобные измерения необходимо осуществлять при обеспечении нормального режима работы по постоянному току tiebinoji-нении короткого .замыкания только для переменных составляющих токов. Подавая на незакороченные зажимы переменное напряжение и измеряя соответствующие токи, получаем

б

обр - . ,

; Yi=%

uq=0

При работе транзистора на низких частотах, когда влиянием емкостных проЕодпмостей оСэб и соСбк можно пренебречь, все парамелры в соответствии с эквивалентной схемой (рис. 1.2) становятся чисто активными, не зависящими от частоты,

r= FL=o

: =const I + (§эб + бк) б 1 + -Ш^Гб

ёобр - io6p ю=0 -

So = S 1ю=0

6=const 1 + (&эб + бк)б + эбб' . /1 m =const 1 + (&эб + бк)б 1 + &эбб'

u6=const

= ё'эк + бк(1 +5о/-б)-

Определяя о помощью :*квивалентнсй схемы (рис. 1.2) значения Y параметров на высоких частотах и обозначая

Т = (Сзб + Сбк) ГбЦ 1 + (g-s6 + бк) Гб],

после соответствующих преобразований и пренебрежения величинами получаем

У = (l/z-c) {grt + /о)т)/(1 + /сот);

S = So/(l+/c0T);

g£ -Ь.[/со5о,-бСбк/(1 + /сот)] + /соСбк.

(1.7)

(1.8)

Эти зависимости представляют собой развернутые выражения F-параметров транзистора. В них входит семь независимых параметров, из которых g, go6p. So и gi являются низкочастотными. Их значения можно измерить по правилам теории-нетырехполюсников на низких частотах или определить по семействам статических характеристик. Величины т, Гб и Сбк определяют поведение транзистора на высоких частотах и, следовательно, являются его высокочастотными параметрами. Величина т представляет собой постоянную времени эквивалентной схемы со стороны входных зажимов при закороченном выходе и для простоты может быть названа постоянной времени транзистора. Постоянную времени т можно определить по частотной характеристике тока коллектора при постоянной амплитуде напряжения на базе Об и соблюдении режима короткого замыкания в цепи коллектора. Так как нормированное значение амплитуды коллекторного тока

- /к к U-o = S/So = 1 /(1 + /сот),

выражение его частотной характеристики имеет вид

\S/So\=l/Vl+{orr.

Определяя частоту /о,7, на которой S/S = 1/1/2 0,7, можно .найти т= .1/(2л/о,7). -

Сопротивление базы Гб можно определить, исходя из выражения входной проводимости Y, из которого следует, что при неограниченном возрастании частоты V ,o. = 1/Гб. Поэтому сопротивление базы Гб можно измерять как входное сопротивление транзистора в

схеме с общим эмиттером на очень высоких частотах. Коллекторную емкость Сбк. представляющую собой емкость коллекторного перехода, можно измерить обычными способами.

Перечисленньте величины составляют полный набор параметров, определяющих усилительные свойства транзисторов. Однако их влияние на работу транзисторных усилителей неодинаково. Наиболее существенно влияют крутизна So, входная проводимость g, постоянная времени т, сопротивление базы и коллекторная емкость Сбк. Внутренняя проводимость влияет лишь на воспроизведение низких частот и на усиление каскада с высокоомной нагрузкой. Проводимость обратной связи g-обр у современных транзисторов столь мала, что на работу усилителей практически не влияет. Ее можно вовсе не учитывать, считая go6p = 0.

Значения коллекторной емкости Cg обычно приводятся в справочниках. Иногда в них также приводится значение сопротивления базы rg. Если же по-спеднее отсутствует, то максимальную величину rg можно рассчитать по наибольшему значению постоянной времени (/-eCgJax : rg ах= СбСбтах/Сбк-

Если для транзистора указана предельная частота усиления (и.пи генерации) пред постоянная времени транзистора

т = 5о/[Сб(4зх/ р^/]. (1.9)

Иногда вместо предельной частоты усиления приводят модуль коэффициента усиления по току Я21э| или Р , измеренный на определенной высокой частоте fg В этом случае постоянная времени

t = Sorg/(2n/o 2,3l). 3. ПАРАЗИТНЫЕ ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРОВ

Транзисторы, используемые в интегральных микросхемах, отличаются от обыч- ных дискретных транзисторов появлением некоторых паразитных эффектов, связанных с особенностями их конструкции и технологии изготовления. Наиболее значительно паразитные эффекты выражены в полупроводниковых интегральных микросхемах, в которых изоляция составляющих элементов осуществлена с помощью специально формируемых р-п-переходов.

В интегральных микросхемах, содержащих дополнительные р-п-перехо-ды, которые изолируют отдельные активные и пассивиые элементы от общей полупроводниковой подложки и друг от друга, возможно образование паразитных транзисторных структур типа р-п-р или п-р-п. Этк паразитные транзисторы оказываются включенными между соседними элементами схемы или одним из элементов и подложкой. При разработке топологии интегральной микросхемы должны быть учтены все возможные места образования паразитных транзисторов. Чтобы эти транзисторы не нарушали нормальную работу микросхемы, иа соответствующие слои полупроводниковой структуры и, в частности, на подложку обеспечивают подачу таких потенциалов, при которых паразитные транзисторы окажутся запертыми. Обычно такие соединения предусматриваются внутри микросхемы. При запертом состоянии р-и-переходов паразитного транзистора иа работу схемы будет влиять только емкость этих переходов и их обратные токи (токи утечки). Так как ближайшими к подложке оказываются коллекторы транзисторов, то появляются паразитные емкости коллектор - подложка и увеличивается обратный ток коллектора 1.

Вследствие того, что выводы коллектора и подложки удалены от активных областей транзисторов и р-п-перехедов, в интегральных микросхемах заметную величину имеют последовательные сопротивления коллекторов и подложки, ко-

торые обызно составляют десятюа Ом. В большинстве случаев (когда нагрузочные сопротивления каскадов велики) сопротивление коллектора не оказывает существенного влияния на работу усилителей. В однокаскадных интегральных усилителях не влияет на их работу и Сопротивление подложки. Дополнительные емкости Коллектор - подложка приводят к некоторому ухудшению частотных характеристик на высоких частотах. Иначе обстоит дело в многокаскадных интегральных схемах, в которых емкости коллектор - подложка и сопротивление подложки обусловливают Трудно учитываемую паразитную обратную связь и мОГут являться причиной неустойчивой работы усилителей.

В интегральных микросхемах е изоляцией элементов окисньши пленками обычно отсутствуют паразитные транзисторные структуры и дополнительные токи утечки. Сопротивления коллектора и подложки, а также паразитные емкости коллектор - подложка у них примерно такие же, как и в микросхемах с изолирующими р-п-переходами.

При выполнении микросхем на диэлектрической подложке в многокристальном варианте или с навесными транзисторами перечисленные паразитные параметры обычно отсутствуют и свойства интегральных транзисторов оказываются такими же, как у обычных дискретных.

Еще одной особенностью интегральных схем является то, что их пассивные элементы - резисторы и конденсаторы - представляют собой распределение /?С-структуры. Поэтому представление интегр-альных микросхем в виде цепей с сосредоточенными параметрами приводит к некоторым ошибкам анализа и расчета, а в отдельных случаях не позволяет выявить потерю устойчивости интегральных усилителей с обратными связями. Последнее повышает роль экспериментальной проверки и доводки изделий.

Глава 2

АНАЛОГОВЫЕ ИКТЕГРАЛЬНЫ1Е МИКРОСХЕМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ 1. показатели усилителей

Отечественная промышленность выпускает большое количество различных типов интегральных .микросхем, объединяемых в серии. Каждая серия характеризуется особенностями технологии изготовления, конструктивным исполнением и типом корпуса. Обычно в серию входит набор схем, позволяющих создавать на их основе достаточно широкий класс радиоэлектронных устройств. При разработке аппаратуры целесообразно использовать микросхемы одной серии. Однако при анализе устройств на микросхемах и при разработке методики их расчета удобен другой подход. Дело в том, что в различные серии входят наборы интегральных микросхем, имеющих однотипные принципиальные схемы. В частности, аналоговые интегральные микросхемы, предназначенные для использования в приемно-усилительнш аппаратуре, содержат либо изолированные транзисторы, либо простейшие усилительные схемы: однокаскадные, двухкаскадные, каскодные, балансные, дифференциально-каскодные, операционные и другие усилители. Особенно широко используются балансные, дифференциально-каскодные и операционные усилители. Если учесть, что особенности анализа и расчета усилителей определяются главным образом ТИПОМ принципиальной схемы, то, очевидно, целесообразно рассматривать, интегральные микросхемы не по сериям, а по принципиальным схемам.

Для обеспечения заданного -коэффициента усиления сигналов еСыч-но приходится использовать многокаскадные усилители, в кото-

рых выход каждого предыдущего каскада нагружен на вход последующего (рис. 2.1). Чтобы определитьт)бщий коэффициент передачи сигналов в таком усилителе, можно на основании теоремы об эквивалентном генераторе представить источник сигналов эквивалентным генератором ЭДС Ёс с внутренним сопротивлением Zc или эквивалентным генератором тока /с с внутренней проводимостью Кс. которые связаны между собой соотношениями 4 = сК и Yc-1/Zc- Нагрузка усилителя однозначно характеризуется ее сопротивлением или проводимостью. При указанных на рис. 2.1 положительных направлениях напряжения и тока

Кн = 1/2н = - /вых/вых.

Для оценки общих усилительных свойств многокаскадного усилителя (рис. 2.1) можно ввести понятие общего коэффициента уси-

Каскады усилителя Рис. 2.1. Структурная схема многокаскадного усилителя

ле]шя по напряжению

/<:оби; = = Й-\!(- = /вх1/С, ... к, (2.1)

£с BXl

и

или коэффициента усиления по току

вых

Д(общ = -г- =

вх jj

/вх fl

= KiBxKnKtS Kin

Эти коэффициенты связаны простым соотношением ксобщ=-{Уи/Ус) Х X /(общ, позволяющим переходить от одного выражения к другому. Поэтому формально безразлично, каким из них пользоваться в дальнейшем. Возьмем для определенности в качестве исходного выражение коэффициента усиления по напряжению (2.1).

Любой каскад усилителя (рис. 2.1) можно рассматривать как четырехполюсник, для которого предшествующий каскад является источником сигналов, а последующий - нагрузкой (рис. 2.2,а). Обычно стремятся обеспечить линейный режим работы усилителя, при котором нелинейные свойства активных элементов выражены незначительно. Это условие выполняется, если амплитуда усиливаемых колебаний не превышает допустимой величины, обеспечивающей работу на линейных участках вольт-амперных характеристик усилительных элементов. Такой режим работы усилителя называют усилением слабых сигналов, а эквивалентный каскаду усилителя четырехполюсник