Рис. 7.4. Диаграммы токов в многотактном преобразователе

1499990

9999

638284238903

Анализ (7.5) показывает, что:

на границах поддиапазонов, когда Y=/CKn, ток /сн равен 0; ток /сн уменьшается линейно с увеличением у в первом поддиапазоне (/Скл=1) по закону

/сн == Г(1-ад/21/3 L; (7.6)

во всех остальных поддиапазонах ток /сн имеет максимум в районе, близком к а = 0,5, примерно равный

/сн.м = UTI КЗ {Кип - 0.5) L. (7.7)

Если за базисную величину взять максимальный ток при у = 0

/снах = н™КЗ/., (7.8)

то ток /сн.м в относительных единицах согласно (7.7)

/сн.м. = 0,25/(/Скл-0,5), (7.9)

т.е. для второго поддиапазона (/Скл = 2) /сн.м* = 0,167, для третьего (/<кл=3) /сн.м* = 0,1, для четвертого (/Скл=4) /сн.м* = 0,07 и т.д. На рис. 7.5, а, б показаны построенные по (7.5) с учетом (7.8) относительные значения тока выходного конденсатора при числе ячеек А'я = 4 и 10 соответственно.

Потребляемый ток имеет пульсацию (прямоугольную составляющую), по размаху равную среднему значению тока одной ячейки, т.е. А/п=/н/Л^я.

Действующее значение прямоугольной составляющей потребляемого тока, поступающего во входной конденсатор,

/свх.п = (/ ад Уа{\-а). (7.10)

Графики /свх.п*=/(у). построенные по (7.10) в относительных единицах (по отношению к базисному значению, равному максимуму этого тока для однотактной ячейки /свх.п = 0,5 /н), показаны на рис. 7.5, в для Л^я = 4 и 10 и имеют форму полуокружности при одинаковом масштабе по осям.

Треугольная составляющая тока входного конденсатора согласно рис. 7.4 определяется приращением тока in на интервалах времени t\ и t2.

A/li = /Скл (1 - у) ccU T/yN,L; 1

A/L2 (/Сил - 1) (1 - у) (1 - а) UT/yNL. j

Действующее значение треугольной составляющей тока входного конденсатора в относительных единицах с учетом (7.8) и .(7.11)

/свх.т* = ViKn - 1) [1 - За (1 - а)] -f (2/С„л - 1) (7-12)

Построенная по (7.12) зависимость /свх.т*=/(у) показана для Л^я = 4 на рис. 7.5,2. Там же показана эта зависимость для обычного преобразователя (Л^я=1). 236

о л

1о

¥

у 0,25 0,50 0,75 у

0,25 0,5 0,75 у

4 6 Ns, О

6 Nc

Рис. 7.5. Изменение нагрузки конденсаторов в процессе регулирования выходного напряжения и при увеличении числа ячеек

в многотактном преобразователе ток /свх.т* соответствует току /сн* однотактного в точках а=1, т.е. при у=/Скл/Л^я, а в пер-вом поддиапазоне ток /свх.т* многотактного преобразователя в я раз больше тока однотактного преобразователя.

Полный ток входного конденсатора

Свх

= K/Lx. + /Lx.- (7.13)

В режиме непрерывных токов дросселя ток /свх.т незначительно влияет на /свх, который в основном определяется прямоугольной составляющей.

Эффективность увеличения числа ячеек Л^я с точки зрения уменьшения токов конденсаторов показана на рис. 7.5, <?, е для разных значений eu-WYmin- Эти зависимости показывают, во сколько раз при данном значении индуктивности дросселя могут быть уменьшены габаритные размеры конденсаторов, если они выбираются из условия тепловой нагрузки, т.е. по действующему значению тока. Суммарные габаритные размеры дросселей всегда меньше габаритных размеров дросселя однотактного преобразователя той же индуктивности, поскольку расчетная мощность дросселя с подмаг-ничиванием зависит от тока дросселя в степени, большей единицы (см. п. 1.5.5).

Если параметры дросселя и конденсатора выбираются из условия заданного качества (пульсаций) выходного и входного напряжений, то увеличение числа ячек Л^я повышает частоту пульсаций выходного и входного токов. Следовательно, при данных амплитуде пульсаций тока и емкости конденсатора амплитуда напряжения пульсаций уменьшается пропорционально увеличению числа ячеек Л^я. Например, при Л^я=4 и eu-2 в соответствии с рис. 7.5, д пульсация выходного тока уменьшается в 5 раз, а выходного напряжения в 20 раз, а при Л^я==10 соответственно в 11 и ПО раз по сравнению с пульсациями в однотактном преобразователе. Указанный расчет пульсаций справедлив только для идеального конденсатора, не имеющего активного и индуктивного сопротивлений. Практически из-за наличия последних снижение пульсаций с ростом числа ячеек происходит менее интенсивно (см. подробнее п. 1.5.2). Согласно рис. 7.4 максимальный ток транзистора каждой ячейки

/т.м = /н/а^я + a/l /2 = UN, -hUJil- y)/2L. (7.14)

Так как второй член (7.14) не зависит от числа ячеек N, то сумма максимальных значений токов транзисторов всех ячеек превышает максимальный ток транзисторов в однотактном преобразователе.

Например, если взять частный случай А1ь=1п, то при Л^я=4 максимальный ток транзисторов каждой ячейки согласно (7.14) уменьшится не в 4 раза, а только в 2 раза по сравнению с током в однотактном преобразователе, а при Л^я==10 не в 10 раз, а только в 2,5 раза. Следовательно, в многотактном преобразователе расчетная мощность транзисторов увеличена по сравнению с мощно-

стью транзисторов однотактного преобразователя, что следует учитывать при выборе числа ячеек.

Если в отличие от ранее рассмотренного случая при увеличении числа ячеек Л^я выполняется условие не постоянства индуктивности дросселя, а постоянства суммы амплитуд токов транзисторов, т.е. постоянства относительной пульсации тока дросселя А/ь ьо, то индуктивность дросселей необходимо увеличивать в Мя раз. При этом суммарная расчетная мощность дросселей остается неизменной, т.е. не зависит от Л^я, а пульсации выходного тока и напряжения преобразователя уменьшаются в Л^я раз. На рис. 7.5, а для этого случая показан штриховыми линиями ток /сн* для

Рассмотренный анализ проведен для режима непрерывного тока дросселя в каждой ячейке и идеального деления токов между ячейками. В [7.5] показано, что если не применять специальных мер автоматического выравнивания токов между ячейками, то несимметрия импульсов управления ячейками по коэффициенту у приведет к существенной несимметрии токов ячеек, так как часть из них может перейти в рел<им прерывистого тока дросселя. Авторы [7.5] считают целесообразным перевод на работу в режим прерывистого тока дросселей каждой из ячеек при непрерывном суммарном токе Hit- При этом включение транзистора и выключение диода происходит при нулевом токе, т.е. без динамических потерь, благодаря чему отодвигается предел повышения частоты, при котором еще нет снижения КПД [7.6]. Вместе с тем режим прерывистых токов, так же как и в однотактных преобразователях, ведет к увеличению пульсаций выходного тока и напряжения [7.7].

7.4. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ТРАНСФОРМАТОРНЫМ ДЕЛИТЕЛЕМ НАПРЯЖЕНИЯ

Преобразователь с трансформаторным делителем напряжения ооказан на рис. 7.6, а. Он состоит из Л^я однотактных ячеек 1-го ©ида (проходных ключевых стабилизаторов), соединенных по входу параллельно и имеющих общий дроссель L, подключенный к точкам соединения транзисторов с диодами через уравнительный трансформаторный блок [7.8]. Этот блок состоит из Л^я трансформаторов, первичные обмотки Wi которых соединены звездой, а вторичные т'2 замкнуты в кольцо в согласно-последовательном соединении. Очевидно, что вторичная обмотка может быть выполнена общей для всех трансформаторов в виде короткозамкнутых одного или нескольких витков, охватывающих все магнитопроводы. Трансформаторный блок может быть выполнен и без вторичных обмоток, когда магнитопровод имеет симметричную пространственную конструкцию, на каждом стержне которого расположена обмотка Wi данной ячейки (рис. 7.6,6).

Транзисторы Ti-Т4 так же, как и в рассмотренных выше мно-готактных преобразователях, переключаются по алгоритму, показанному на рис. 7.7, с взаимным сдвигом на время T/N, где Т -

Тр (сердецнак)

Рис. 7.6. Многотактный преобразователь с выходным трансформаторным делителем напряжения

период коммутации, и находятся в открытом состоянии на интервале времени уТ каждый (рис. 7.7). В зависимости от числа подключенных к входным выводам обмоток Wi изменяется соотношение напряжений на обмотках отдельных трансформаторов, поскольку оно определяется условием баланса напряжений в короткозамк-нутом контуре последовательно соединенных обмоток (или магнитных потоков в схеме на рис. 7.6, б).

На рис. 7.7 показаны четыре поддиапазона изменения коэффициента у, каждому из которых соответствует эквивалентная схема подключения обмоток w\, к входным выводам на интервале аТп, когда открыты соответственно один, два, три и четыре транзистора одновременно.

На интервале времени (1-а) Т каждого данного поддиапазона состояния транзисторов и эквивалентная схема соединения обмоток W\ соответствуют состояниям транзисторов и эквивалентной схеме соединения обмоток Wi на интервале аТп предыдущего поддиапазона. Импульс напряжения на выходе трансформаторного блока (на входе фильтра) f/ф изменяется как по длительности в пределах данного поддиапазона (а = 0ч-1), так и по амплитуде при переходе из одного поддиапазона в другой, т. е. осуществляется частичная ШИМ на глубину UJNa. Благодаря этому резко уменьшаются пульсации выходного тока и напряжения.

Обозначим, как и ранее, через Ккп число одновременно открытых транзисторов (номер поддиапазона). Тогда амплитуда напряжения Цф изменяется от ииКкп/я на интервале аГц до ип{Ккл- -\)/Nfi на интервале (1-а)Гц.

Из условия равенства нулю среднего значения напряжения на дросселе получаем:

(адкл/Л^я - f/ ) а = [(/ - f/, (/Скл - 1)Wh1 (1 - а),

откуда с учетом (7.1) коэффициент передачи преобразователя по напряжению

Т. е. соответствует (7.4).

09 ОЭ

Tz L Ъ L T4 L

0 0 0

у = с, 5

у = 0,65

у = 0,9

0,75 U 0,25

\ Л V X >

tl 11111

V /A

0,Z5Vn

Y /A

У /Л

t

P771

r /. 1

0,25 t/n

A75U]0,5U \U,

TdI Tp2 TpJ

Tp2 Tp5 Tp

Tp3 Tp4

Рис. 7.7. Диаграммы напряжений в преобразователе по рис. 7.6.

с учетом (7.4) приращение тока дросселя на интервале аГп A/l = н) oTJL = (1 - а) aTUJyLNl (7.15)

Действующее значение тока выходного конденсатора Сн в относительных единицах с учетом (7.8) и (7.15)

/сн. = A/l/2/37c =;(1 - а) a/yNl (7.16)

что в Л'я раз меньше, чем в (7.5), и соответствует штриховой кривой на рис. 7.5, а.

Следовательно, габаритные размеры выходного фильтра (произведение LC) при заданной пульсации выходного напряжения уменьшаются в Л^ раз по сравнению с однотактной схемой.

Ток нагрузки преобразователя при одинаковом числе витков всех первичных обмоток идеально делится между транзисторами, и применение других выравнивающих устройств не требуется.

Максимальное значение тока транзистора

/т.м = (/н + a/l /2)W= 1иШп + (1 - сс) aTUJ2yLNl. (7.17)

При Л^я4 второй член (7.17) пренебрежимо мал и можно считать ItmL/Nh.

Прямоугольная составляющая потребляемого тока соответствует (7.10) и рис. 7.5,6,2. Треугольная составляющая потребляемого тока

/свх.т = l/ a/La/12 -f a/L (1 - а)/12,

где А/ы и А/ь2 - приращение тока на интервалах времени аТп и (1-а) Та соответственно.

С учетом (7.1), (7.8) и (7.15) получаем (в относительных единицах)

/свх.т. = а /1 -f 2а - SaVyiV. (7.18)

По (7.18) на рис. 7.5, г штриховой линией построена зависимость /свх.т* = f (у), показывающая, что по данному параметру рассматриваемый преобразователь имеет преимущества по сравнению с многотактным на рис. 7.3.

Для определения расчетной мощности трансформаторов найдем среднее значение (вольт-секундный интеграл) напряжения От, приложенного к обмотке. В соответствии с диаграммами на рис. 7.7 относительная величина среднего напряжения Urp/Un изменяется линейно в функции у по уравнениям, приведенным в табл. 7.1 и показанным на рис. 7.8, а.

Для случая стабилизации выходного напряжения, когда напряжение питания Un увеличивается при уменьшении у в соответствии с (7.4), указанные в табл. 7.1 уравнения должны быть разделены на у для получения отношения Utp/Uh, которое соответствует отношению суммарной мощности трансформаторов к мощности нагрузки, т.е.

2Р,р* = NJJJ.INJ = f/,p/t/ . (7.19)

0,15

0,15 0,50 а) ОрЭ у

Рис. 7.8. Изменение среднего значения напряжения на обмотках и расчетной мощности трансформаторов в схемах на рис. 7.6 и 7.9

1,75

Pj25

0,25 0,50 5) 0,75 у

Для уменьшения расчетной мощности трансформаторного блока предложена схема с автотрансформаторами, включенными по принципу пирамиды (рис. 7.9). Число ячеек в данной схеме Л^я = 2 , а число автотрансформаторов на один меньше, причем отводы от средней точки обмотки автотрансформаторов первой группы (ЛГь АТ2) соединены с крайними выводами обмоток автотрансформаторов второй группы (ЛГз) и т.д., а указанный отвод последнего автотрансформатора является выходным выводом трансформаторного блока. Управление транзисторами данной схемы происходит

Таблица 7.1

аналогично управлению в схеме на рис. 7.6, и все соотношения по определению токов транзисторов, входного и выходного конденсаторов, полученные для схемы на рис. 7.6, остаются справедливыми и для схемы на рис. 7.9. Отличие состоит лишь в форме и значении напряжения, приложенного к обмоткам автотрансформаторов. На рис. 7.7 показаны эквивалентные схемы взаимного соединения обмоток на каждом поддиапазоне (для интервала аТи), на основании которых построены диаграммы напряжений на половине обмотки каждого автотрансформатора (ЛЛ, ЛГг и ЛГз). Уравнения,

Дз

АТ 21Д^ ИДг ~Дз

Рис. 7.9. Многотактный преобразователь с автотрансформаторами, включенными по принципу пирамиды

ПО которым определяется относительное среднее значение напряжения на обмотках, полученные из диаграмм на рис. 7.7, приведены в табл. 7.1. Суммарная расчетная мощность автотрансформаторов, приведенная к частоте коммутации транзисторов, с учетом удвоенного значения тока, протекающего по обмотке ЛГз, по сравнению с током, протекающим по обмотке ATi (ЛГ2),

2Я.р*=(1/2у)2,р/н (7.20)

приведена в табл. 7.1 и показана на рис. 7.8,6. Из рис. 7.8,6 следует, что в схеме, выполненной по принципу пирамиды (рис. 7.9), габаритные размеры и масса трансформаторного блока вдвое меньше, чем в схеме с однотипными трансформаторами (см. рис. 7.6). Кроме того, уменьшено число сердечников и выводов обмоток, а по сравнению со схемой на рис. 7.6, б упрощена конструкция.