Рис. 6.19. Преобразователи со схемой неявновыраженного выходного преобразователя частоты и с переключением секций на частоте, в несколько раз меньшей частоты напряжения обмоток трансформатора

тота (рабочая частота трансформатора) может быть выбрана на любом высоком уровне в соответствии с формулой

/пр вых = (6.27)

где К - любое целое число.

в варианте схемы 6 (рис. 6.19, а) вторичная обмотка имеет симметрично расположенные относительно середины отводы. Путем коммутации ключей, соединенных с симметричными отводами, на частоте /пр на нагрузке формируется ступень выходного напряжения, длительность которой в К раз превышает полупериод напряжения на обмотке, где К - число указанных коммутаций ключей. Соотношение чисел витков секций вторичной обмотки из условия аппроксимации синусоиды выбирается в данной схеме беспрепятственно. Варианты схем 7и5 (рис. 6.19, б, в) имеют секции с соотношением чисел витков ку2-1: ш2-2: ш2-з... по двоичному счету (1 : :2:4 и т.д.), варианты 9 я 10 (рис. 6.19, г, д) -по троичному счету (1 :3:9 и т. д.), а варианты 11 и 12 (рис. 6.19, е, ж) -по пяте-

п

тр !

А

л

Индексы клнзчей.

Рис. 6.20. Формирование выходного напряжения в преобразователях по рис. 6.19

ричному счету (1 :5:25 и т.д.), причем варианты 7, 9 и 11 являются нулевыми, т.е. выполнены с отводом от средней точки секции, а варианты 8, 10 и 12 - мостовыми.

Работа схем данных вариантов происходит аналогично работе схемы варианта 5, т.е. каждая секция многократно (/( раз) на протяжении времени формирования ступени выходного напряжения соединяется в соответствующей полярности с нагрузкой с помощью ключей.

Более сложные системы секционирования обмоток рассмотрены в [6.13].

При указанном соотношении чисел витков секций амплитуды всех ступеней одинаковы, а аппроксимация синусоиды может быть выполнена путем изменения длительности (ширины) ступени в процессе каждой четверти периода путем модуляции указанного числа импульсов /Сет, Т. е. увеличения числа импульсов от начала (конца) полупериода к его середине пропорционально функции arcsin Л, где А - амплитуда ступени (см. рис. 6.20, а).

В варианте схемы 13 (рис. 6.19, з) [6.14] ключи соединены таким образом, что между каждой парой отводов образован мост, а выходы всех мостов объединены и подключены к нагрузке, т. е., по существу, данный вариант схемы является модернизацией варианта 10 путем совмещения обмоток. Амплитуды ступеней выход-

ного напряжения пропорциональны числу витков соответственно по мере их увеличения: W2-\\ 2-3; W2.2, W2.i-\-W2-2\ Ш2-2+г£2-3 2-1 + -f аУ2-2+г^2-з. Например, если принять соотношение a;2-i : 2.2* : Ш2.з = 1 : 3 : 2, то высоты (разность амплитуд) всех ступеней шести-ступенчатого выходного напряжения будут одинаковы.

Вариант 14 (рис. 6.19, м) является упрощенным вариантом схемы 13 формирования трехступенчатого напряжения, не содержащего высших гармоник вплоть до 11-й (рис. 6.20,6). Соотношение чисел витков должно быть равным Ш2-1: аУ2.2=0,26:0,74. Промежуточная частота может быть любой, кратной или равной шести (на рис. 6.20,6 для примера показана /пр=12 /вых).

В табл. 6.3 приведены формулы для определения числа ключей Л^кл при заданном числе ступеней выходного напряжения Л^ст для всех рассматриваемых схем, а на рис. 6.18,6 по этим формулам построены кривые.

При расчете по формулам табл. 6.3 число ключей Л^кл должно быть округлено в сторону увеличения до четного числа в вариантах схем 7, 8 и 13, до числа, кратного трем, в вариантах 9 и 10 и до числа, кратного пяти, в вариантах схем и 12.

Из рис. 6.18,6 следует, что при заданном числе ступеней меньше четырех число ключей примерно одинаково во всех вариантах схем, кроме вариантов схем 10-12, и равно шести. При требуемом большем числе ступеней преимущество имеют варианты схем 7-9, имеющие по отношению друг к другу примерно равное коли-, честно ключей.

Мостовые варианты схем 8 и 10 имеют уменьшенную мощность вторичной обмотки трансформатора, меньшие напряжения на ключах и меньшее количество выводов обмоток. Варианты 11 и 12 могут иметь преимущество в этом отношении только при относительно большом числе ступеней выходного напряжения (уУст>50).

6.4.2. РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ

В схемах первого класса (рис. 6.14) инвертор Инви силовой трансформатор и выпрямители рассчитываются на активную составляющую мощности нагрузки 5н cos фн. Распределение нагрузки по отдельным выходам выпрямителя и по конденсаторам, шунтирующим эти выходы, определяется построением выходного инвертора Инв2. Анализ подобных инверторов с питанием от секционированного источника проведен в гл. 8. В схемах с выходным преобразователем частоты (на рис. 6.15-6.17), в которых производится ступенчатое изменение по синусоидальному закону коэффициента трансформации силового трансформатора, расчет, всех элементов первичной стороны преобразователя (транзисторов и диодов инвертора Инв1, входного конденсатора) производится в соответствии с (6.3) - (6.5).

Транзисторы ключей выходного преобразователя частоты данного класса схем рассчитываются на полный ток нагрузки, а каждый диод этих ключей по аналогии с (5.19) - на среднее значение тока

/д* = iMAiTpmaa- (6.28)

в схемах с неявновыраженным преобразователем частоты токи транзисторов ключей вторичной стороны в общем случае, когда изменяется cos ф нагрузки, равны току нагрузки. Расчетная мощность вторичной обмотки силового трансформатора определяется так же, как и в § 6.3, суммой произведений действующих значений напряжения и тока всех секций обмотки.

В табл. 6.3 приведены в относительных единицах результаты расчета суммарной мощности ключей вторичной стороны преобразователя и мощности силового трансформатора для всех вариантов схем на рис. 6.16, 6.17 и 6.19, кроме вариантов 5, -13. Эти расчеты проведены для случая формирования трехступенчатого квазисинусоидального выходного напряжения в вариантах схем 8 тл 13 и четырехступенчатого напряжения в остальных вариантах.

Аппроксимация синусоиды в вариантах схем 1, 2, 6, 14 обеспечивается соответствующим выбором амплитуды ступеней (соотнощением чисел витков), в вариантах 7-10 - соответствующим выбором длительностей ступеней (см. рис. 6.20, а). В вариантах схем 3 vi. 4 функция построения отличается от синусоидальной) вследствие того, что амплитуды и длительности ступеней одинаковы, причем в варианте 4 соотнощение чисел витков принято равным t2;2.i-2-2*-2-з~ = 1:2:5. Такое же соотнощение принято для варианта 7, для варианта 5 принято W2-\\W2-2 : 3, а для вариантов 9 и 10 - и)2-1:Ш2-2=1 4- Расчетная мощность трансформатора определялась для со5фн=1, где она максимальна. При этом форма тока нагрузки принималась синусоидальной, а расчетная мощность первичной обмотки Ртри принималась равной 1,22.

В табл. 6.3 приведено число одновременно открытых последовательно соединенных ключей Л/ду. Этот показатель характеризует КПД полупроводниковой части преобразователя частоты.

Из сопоставления результатов расчета можно сделать следующие выводы:

расчетная мощность трансформатора минимальна в мостовых вариантах схем (варианты 8, 10, 14) и максимальна в вариантах со встречным включением секций (варианты 5 и 4);

суммарная расчетная мощность ключей преобразователя частоты минимальна в вариантах схем с независимыми секциями (варианты 7, 8, 10) и в варианте 5, а в вариантах с отводами (варианты 2, 6, 9, 14) в 1,5 раза больше;

по КПД полупроводниковой части преобразователя частоты наилучшие результаты имеют варианты схемы 1, 2, 6 {Nau=), а наихудшие-мостовые варианты схем 8 и 10 (Л^Д17=4).

Несмотря на увеличение расчетной мощности ключей в 1,5-2 раза, в некоторых вариантах схем по сравнению с мощностью ключей в преобразователях, рассмотренных в предыдущих параграфах, введение преобразователя частоты (в явном или неявном виде) является наиболее радикальным и перспективным средством уменьшения массы, габаритных размеров и потерь мощности преобразователя в целом за счет повышения в десятки и сотни раз рабочей частоты силового трансформатора.

Выполнение преобразователя частоты в неявном виде (см. рис. 6.16, 6.17) позволяет в ряде вариантов схем уменьшить число ключей и их расчетную мощность по сравнению с числом ключей и мощностью схем на рис. 6.15.

Глава седьмая

МНОГОЯЧЕЙКОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

7.1. НАЗНАЧЕНИЕ И КЛАССИФИКАЦИЯ

Преобразователь разделяется на отдельные ячейки, алгебраически суммируемые по входу или по выходу, для решения следу-ЮШ.ИХ основных задач:

многозонного регулирования выходного напряжения;

снижения пульсаций выходного напряжения и потребляемого тока;

деления входного напряжения, тока и мощности для обеспечения равномерной нагрузки силовых транзисторов по току или напряжению;

обеспечения высокого КПД при изменении нагрузки или входного напряжения путем переключения ячеек с параллельного соединения на последовательное и обратно или отключения части ячеек;

резервирования по методу поблочной функциональной избыточности;

построения унифицированного ряда преобразователей по модульному принципу.

При построении многоячейковых преобразователей можно решить как одну, так и одновременно несколько из перечисленных задач.

Классификацию многоячейковых преобразователей постоянного напряжения можно провести по нескольким признакам (рис. 7.1). По виду соединения входных и выходных цепей ячеек преобразователи делятся на три группы:

с разбивкой на одинаковые ячейки, выходы которых соединены параллельно, а входы либо также параллельно, либо могут переключаться из последовательного соединения, в параллельное и обратно;

с суммированием выходных напряжений, когда выходные цепи ячеек соединены последовательно, а входы параллельно;

с делением входного напряжения, когда выходные цепи соединены параллельно, а на входе последовательно соединены либо ячейки, либо силовые транзисторы, либо элементы делителей напряжения.

Преобразователи, относящиеся к первой группе, как правило решают задачи деления тока и мощности, резервирования, матричного и модульного построения систем электропитания, а преобразователи второй и третьей групп - любую из перечисленных выше задач.

Преобразователи с суммированием выходных напряжений выполняются с отдельными выходными трансформаторами или с отдельными выходными выпрямителями. Преобразователи с делением входного напряжения выполняются с последовательным соеди-

Многоячейковые преобразователи постоянного напряжения

с суммированием ячеек

Система

с суммированием выходных напряжений

3 о

с делением входного напряжения

л о

S к

1 а

►о й

к >й

ф

3 2 Й

Ф ф ct Й

И О л

о S

о Э й л

о о Ф

Рис. 7.1. Классификация многоячейковых преобразователей постоянного напряжения

нением ячеек по входу и параллельным по выходу, а также с трансформаторными или конденсаторными делителями напряжения.

По системе знаков алгебраического суммирования многоячейковые преобразователи можно разделить на следующие группы:

система -- 0> -когда выходное напряжение каждой ячейки складывается с напряжениями других ячеек (направлено согласно), исключается из контура суммирования или вычитается из напряжения других ячеек (направлено встречно);

система --}-, - , когда выходное напряжение может только складываться или вычитаться из напряжения других ячеек;

система --, О , когда выходное (входное) напряжение может только складываться с напряжением других ячеек или исключаться из контура суммирования;

система О, - , когда входное напряжение ячейки либо вычитается из выходного (входного) напряжения другой ячейки, либо исключается из контура алгебраического суммирования.

7.2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ МОДУЛЬНОЙ (МАТРИЧНОЙ) СТРУКТУРЫ

Многоячейковые преобразователи данного класса содержат набор однотипных взаимозаменяемых преобразовательных ячеек [(модулей), соединяемых как по входу, так и по выходу последовательно или параллельно.

Такое построение обеспечивает получение следующих нескольких положительных свойств одновременно:

высокую надежность вследствие того, что несколько ячеек (10-25 %) могут быть добавлены как функционально избыточные и при отказе любой одной или нескольких ячеек их функции выполняют оставшиеся исправные ячейки;

увеличение выходной мощности или входного напряжения без необходимости параллельного или последовательного соединения силовых транзисторов и введения в связи с этим устройств выравнивания токов и напряжений между транзисторами как при их открытом (закрытом) состоянии, так и при их переключении;

возможность микроминиатюризации, так как при разделении преобразователя на маломощные ячейки (мощность несколько единиц и десятков ватт в каждой) частота может быть увеличена до сотен килогерц, благодаря чему уменьшаются габаритные размеры реактивных элементов (трансформаторов, дросселей и конденсаторов) и ячейка может быть выполнена в виде интегральной микросхемы;

унификацию модулей, так как при параллельном соединении Na ячеек по выходу увеличивается в Л^я раз допустимая мощность нагрузки, при последовательном соединении по выходу - в Л^я раз выходное напряжение, а при последовательном соединении по входу- в Л^я раз входное напрялсение.

При организации системы управления преобразователем с отключением части ячеек или переключением их соединения с последовательного на параллельное и обратно в процессе изменения тока нагрузки или входного напряжения обеспечивается работа каждой ячейки с нагрузкой по току или входному напряжению, близкому к номинальному, благодаря чему сохраняется высокий КПД преобразователя в целом при изменении его нагрузки или входного напряжения в широком диапазоне.

Недостаток модульного построения преобразователя, состоящий в снижении КПД отдельной ячейки вследствие уменьшения ее расчетной мощности, в значительной степени компенсируется отмеченной выше возможностью повышения частоты и связанного с этим повышения КПД.

Структурные схемы многоячейковых преобразователей модульного принципа построения показаны на рис. 7.2.

При параллельном соединении преобразовательных ячеек (ПЯ) как по входу, так и по выходу (рис. 7.2, а) в качестве ячеек ПЯ\, ПЯ2, ; ПЯн могут использоваться как однотактные, так и двухтактные преобразователи постоянного напряжения, выполненные по любой из схем, рассмотренных в гл. 4.

При соединении ячеек параллельно по входу и последовательно по выходу (рис. 7.2, б) должны использоваться ячейки с трансформаторной развязкой входа и выхода, а выходная цепь ячейки при выключенных транзисторах должна иметь малое сопротивление проходящему через нее транзитом выходному току преобразователя. Такой ячейкой, например, может быть двухтактный преобразователь с двухполупериодным выпрямителем на выходе (рис 4.15).

При соединении ячеек по входу последовательно, а по выходу параллельно (рис. 7.2, в) ячейки так же, как и в предыдущем случае, должны иметь выходной трансформатор и, кроме того, при выключении должны обладать малым сопротивлением по входной цепи. Для этой цели параллельно входу ячейки либо должен быть включен коротящий транзистор, либо должно обеспечиваться одновременное открытое состояние всех транзисторов ячейки.

z

+ 1

Рис. 7.2. Преобразователи модульного принципа построения

В схеме на рис. 7.2, а при открытых коммутационных транзисторах ячейки соединены по входу параллельно, а при закрытых транзисторах открываются диоды и все ячейки соединяются по входу последовательно. Выходные цепи ячеек соединены параллельно. Ячейки также должны иметь трансформаторную развязку входа и выхода.

В схеме на рис. 7.2, а осуществляется деление входных и выходных токов (мощности), в схеме на рис. 7.2,6 - деление входных токов (мощности), в схеме на рис. 7.2, в - деление входных

напряжений, а в схеме на рис. 7.2, г сочетаются свойства схем на рис. 7.2, а-в.

При использовании однотипных ячеек в схемах на рис. 7.2, б, в деление соответственно входных токов и входных напряжений обеспечивается автоматически, а в схеме на рис. 7.2, а деление выходных и входных токов определяется технологическим разбросом внешних характеристик ячеек и часто требуется специальное рассмотренное ниже выполнение системы управления, обеспечивающее равномерное деление.

При построении многоячейковых преобразователей по схемам на рис. 7.2, а, в, г может использоваться общий выходной трансформатор с несколькими первичными обмотками, к каждой из которых подключен выход преобразовательной ячейки, и одной вторичной обмоткой, к которой подключен общий выходной выпрямитель. В схеме на рис. 7.2, б может также использоваться общий выходной выпрямитель, на входе которого последовательно включены вторичные обмотки выходных трансформаторов ячеек. Такое построение несколько нарушает унификацию модулей, но позволяет упростить преобразователь и повысить его КПД, особенно в схеме на рис. 7.2, б, где в Л^я раз уменьшается число последовательно включенных в выходную цепь диодов.

7.3. МНОГОТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Многотактные преобразователи напряжения, называемые также многофазными, выполняются по структурной схеме на рис. 7.2,а, т.е. с параллельным соединением ячеек по входу и выходу, причем управление каждой ячейкой осуществляется от индивидуального широтно-импульсного модулятора (ШИМ) [индивидуального формирователя пилообразного напряжения (ФПН)] с взаимным фазовым сдвигом между соседними ячейками, равным я/Л^яэ где Л'я - число ячеек. Этот фазовый сдвиг осуществляется с пО мощью распределителя импульсов РИ, выполненного, например, на основе сдвигового регистра и делителя частоты на число, равное Л^я (рис. 7.3). Управление ШИМ всех ячеек осуществляется от общего усилителя обратной связи Уо.с- Первые публикации по мно-готактным инверторам относятся к концу 60-х годов [7.1, 7.2], однако наиболее подробно теоретические вопросы их разработки решены в последние годы в работах А. И. Юрченко, Ю. Н. Шуваева, С. С. Букреева, А. Ф. Кадацкого и др. [7.3-7.7] в основном для ячеек, выполненных по схеме проходных ключевых стабилизаторов.

На рис. 7.4 для примера показаны диаграммы токов в четырехтактном преобразователе, содержащем четыре преобразовательные ячейки 1-го вида, для четырех значений коэффициента заполнения (у = 0,15; 0,4; 0,65; 0,9). Число одновременно замкнутых ключей /Скл, когда ток дросселя фильтра нарастает, определяется значением у и равно

{Л^я7+1)>кл>Л^я7,

Рис. 7.3. Структурная схема многотактного преобразователя

Т.е. весь диапазон изменения 7 = 0ч-1 разбит на Л^я равных поддиапазонов, в каждом из которых число Ккл неизменно и изменяется на единицу при переходе из одного поддиапазона в другой. В рассматриваемом примере /Скл=1 при y = 0--0,25; /Скл = 2 при 7 = 0,25--0,5; /<кл = 3 при у = 0,50,75 и Ккп = 4: при у = 0,75-1,0.

Длительность отрезков времени нарастания и спада суммарного дросселя в соответствии с рис, 7.4:

i, = aT, = {Nny-K.n + l)Tn; t2 = i\-a)T, = {K,-Nny)T, (7.1)

где Гп=7/Л^я -период пульсаций тока

Приращение суммарного тока Sti, на интервале /i

A/l = KnJi (Un - n)IL {Nn - K,n)/L = (KU, - N,U,) tjL,

(7.2)

a его спад на интервале /г

A/l = (Ккл - 1) (п - н) t2fL - и J, {N, - + 1)/L =

= [{K.n-l)Un-N,UjyL. (7.3)

Приравнивая эти значения, с учетом (7.4) получаем

= (Ккл - 1 + ее) п/Л^я = yUu, (7.4)

т. е. регулировочная характеристика многотактного преобразователя соответствует характеристике однотактного преобразователя.

С учетом (7.4) из (7.3) получаем действующее значение тока выходного конденсатора

/сн = A/l /21/ 3 = [ 1 - (/Сил - Л^яТ)! (/кл-Л^яТ) lyNnL. (7.5)