©

©

/(/7,

-о

Гр 6Ы)

-о

©

W

допЗ Клз

©

ш

1доп1/ Л^ Шосн

-о

©

Д°п2

/<л,

-о

Рис. 6.11. преобразователи с переключением секций вторичной обмотки выходного трансформатора при согласном включении секций

ОТ средней точки, а в варианте 7 (рис. 6.12,6) применены дополнительные секции мостового типа. Варианты 8 (рис. 6.12, в) и 9 (рис. 6.12, г) являются комбинациями варианта 1 с вариантами 5 и 7 соответственно. Первичная обмотка трансформатора Wi подключается к входным выводам через транзисторный инвертор, показанный на рис. 6.11, а для примера в виде мостовой схемы. При формировании ступенчатого выходного напряжения конденсатор Свх, принимающий переменную составляющую входного тока, включен между входными выводами.

При формировании прямоугольного выходного напряжения для питания нагрузки смещанного вида переключение отводов производится на повышенной частоте, в несколько десятков раз превышающей выходную частоту. Конденсатор С, принимающий реактивный ток нагрузки и ток, вызванный ступенчатым изменением коэффициента трансформации выходного трансформатора, подключается при этом через мостовой транзисторный коммутатор к

Г7П

а) 5)

О

Рис. 6.12. Преобразователи с переключением секций вторичной обмотки выходного трансформатора при встречно-согласном включении секций

вых

с

т

Инб

доп

/(Л1 iz

Ж Ж

с

Рис. 6.13. Регулируемый преобразователь с переключением секции вторичной обмотки выходного преобразователя и с прямоугольной формой выходного напряжения

ВЫХОДНЫМ выводам инвертора а и б (рис. 6.13). В один полупериод (плюс на выводе а) открыты транзисторы Тс2 и Тез, а в другой полупериод - транзисторы Tci и Тс4, что создает беспрепятственную циркуляцию тока из конденсатора и в конденсатор. Дроссель L может быть включен в выходную цепь (рис. 6.13, а) или во входную цепь инвертора (рис. 6.13,6). В первом случае конденса-

тор с принимает только реактивный ток нагрузки, а для приема высокочастотной составляющей тока, обусловленной коммутацией отводов входного трансформатора, должен быть включен входной конденсатор Свх. Во втором случае конденсатор С принимает обе указанные составляющие тока и входной конденсатор принципиально не тгребуется. Кроме того, включение дросселя во входную цепь позволяет выполнить инвертор с многоканальным выходом без введения дополнительных фильтров.

6.3.2. РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ, ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ ДЛЯ ФОРМИРОВАНИЯ СТУПЕНЧАТОГО ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

При формировании ступенчатого аппроксимирующего синусоиду выходного напряжения число витков основное обмотки Шосн (см. рис. 6.11 и 6.12) соответствует наинизшей ступени выходного напряжения Unmin, а каждая ступень изменения коэффициента трансформации должна соответствовать заданной высоте ступени выходного напряже1шя.

Так же, как и при переключении секций первичной обмотки, в данном случае ток первичной цепи можно принять изменяющимся по (6.3) (см. рис. 6.5, а). Поэтому максимальный ток транзисторов коммутатора первичной стороны {Ti-Г4 . на рис. 6.11, а) /т,м*1 = 2, а ток входного конденсатора /с* = 0,707 независимо от cos фн. Среднее значение токов диодов Дх-Д^, шунтирующих эти транзисторы, определяется из (6.3):

т г, 51пф)н-фн созфн

о

По транзисторам ключей вторичной стороны проходит ток нагрузки

/т.м*2 = = 2UjUn.M (6.13)

По основной секции вторичной обмотки трансформатора и по ключам, соединенным с ее выводами, ток нагрузки проходит в течение всего полупериода, г по дополнительным секциям этой обмогки йУдоп m и по остальным ключам вторичной стороны - часть полупериода. Проведенные расчеты показывают, что мощность вторичной обмотки трансформатора максимальна при со8фн=1 и увеличена по сравнению с мощностью обычного трансформатора в 1,28 раза неза-исимо от числа ступеней п.

Действующее значение тока первичной обмотки с учетом (6.3)

/ш1 = 5н 10,5+ со52фн п, - (6.14)

т. е. максимально при cos фн = 1 и равно 1,22.

Следовательно, при со8фн=1 расчетная мощность трансформатора рассматриваемых схем увеличена в 1,25 раза по сравнению с мощностью обычного трансформатора.

Коэффициент полезного действия варианта схемы / всегда больше, чем в других схемах на рис. 6.11 и 6.12, при прочих равных условиях, так как в этой схеме в цепи нагрузки последовательно включен только один ключ. В вариантах 2, 4, 5, 6, 8 последовательно включены два ключа, а в остальных вариантах - три ключа и более.

6.3.3. РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ, ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ ДЛЯ ФОРМИРОВАНИЯ и СТАБИЛИЗАЦИИ ПРЯМОУГОЛЬНОГО ВЫХОДНОГО НАПРЯЖЕНИЯ

В режиме минимального входного напряжения постоянно открыт ключ Кл\ (рис. 6.13), а В режиме максимального входного напряжения - ключ Клг. Следовательно,

тр1 = {Поп + осн)11 = kUmax; (6.15)

Kv-oJx = KvJu, (6.16)

допЧсн = -1- - (6-17)

Из условия равенства нулю среднего за период коммутации ключей Кл\-Кл?, значения напряжения на дросселе для схемы на рис. 6.13, а получаем коэффициент передачи по напряжению итзертора

ки=к^р^{\1ги+у{\~\1ги)]. (6.18)

Для схемы на рис. 5.13,6 коэффициент передачи по напряжению определяется по (6.6) и (6.8) и его зависимость от у показана на рис. 6.7, б.

Максимальные токи транзисторов коммутатора, подключенного к первичной обмотке трансформатора схем на рис. 6.13,

/т.м1* = созфн, (6.19)

а транзисторов ключей Кл\ и Кл2 схем на рис. 6.13, а и ключа Кл\ схемы на рис. 6.13,6

/т.м2* = со5фн/Атр1- (6.20)

Для транзисторов ключа Кл?. схемы на рис. 6.13,6 максимальный ток

Напряжение на закрытых транзисторах ключа Клх в обеих схемах на рис. 6.13 и ключа Кл в схеме на рис. 6,13, а

КЭ1 = (%-)н, (6-22)

а ключа Кл в схеме на рис 6.13,6

/кэ2=( -1) /%. (6.23)

Суммарная расчетная мош^ность ключей Кл[ и Кл? с учетом двух транзисторов в каждом ключе вторичной стороны преобразователя для обеих схем на рис. 6.13 одинакова:

Рп. - 2 (2/ VIS) = 4 (8 - 1) cos ф„. (6.24)

Так как через трансформатор и инвертор проходит только активная составляющая тока нагрузки, включение шунтирующих диодов встречно-параллельно транзисторам коммутатора первичной стороны преобразователя схем на рис. 6.13, так же как и включение входного конденсатора в схеме на рис. 6.13,6, может быть выполнено только с целью создания цепи для протекания тока намагничивания трансформатора при коммутации указанных транзисторов.

Расчетная мощность вторичной обмотки трансформатора схем на рис. 6.13

тр2.=8£;С05фд, (с,25>

Таблица 6.2

а расчетная мощность трзнсформаюра в целом в схеме на рис. 6.13,6 увеличена в (еи+1)/2 раз по сравнению с мощностью обычного трансформатора, а в схеме на рис. 6.13, а еще на 2-3% больше, так как по его обмоткам проходит высокочастотная составляющая тока Icux.

По транзисторам и диодам моста, в диагональ которого включен конденсатор С, в схеме на рис. 6.13, а протекает только реактивная (инверторная) составляющая тока нагрузки. Поэтому для расчета этих элементов используются формулы таВл. 3.1. Действующее значение тока входного конденсатора Свх схемы на рис. 6.13, а определяется по (4.77), а расчетная мощность дросселя - по выражению (4.71), умноженному на cos фн.

Расчетная мощность трансформатора для всех схем с согласным включением секций (см. рис. 6.11) при увеличении числа зон не изменяется, а в ряде схем с согласно-встречным включе1шем секций (см. рис. 6.12) расчетная мощность вторичной обмотки увеличена. Ее значения для еи = 2 приведены в табл. 6.2.

В табл. 6.2 приведены также значения суммарной расчетной относительной мощности ключей 2Рт2* для всех многозонных схем с включением дросселя на первичной стороне преобразователя для 8и = 2 и С05фн=1.

Из полученных данных следует, что лишь в схеме / расчетная мощность ключей значительно увеличена по сравнению с мощностью двухзонных схем, а в остальных схемах она увеличена незначительно и даже одинакова (в варианте 7). Чем меньше отводов обмоток и чем больше независимых секций, тем меньше суммарная расчетная мощность ключей, несмотря на увеличение их числа. Особенно ощутимо это проявляется при решении задачи глубокого регулирования переменного напряжения, когда число зон превышает шесть - восемь, что показано в [1.2, 1.5].

При решении задачи стабилизации выходного напряжения преобразователя обычно требуемое число зон не превышает четырех-пяти, поскольку дальнейшее их увеличение незначительно снижает габаритные размеры дросселя и конденсатора. При этом показатели (Л^кл, 2Рт2* и др.) сравниваемых схем становятся примерно одинаковыми и выбор схемы определяется другими соображениями (КПД, элементной базой, числом выводов и др.).

6.4. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕМ СЕКЦИЙ ОБМОТОК ПРОМЕЖУТОЧНОГО ТРАНСФОРМАТОРА ПОВЫШЕННОЙ ЧАСТОТЫ

в.4.1. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ

Для инверторов с синусоидальным выходным напряжением относительно низкой частоты (менее 1 кГц) с целью уменьшения массы и габаритных размеров силового трансформатора структурную схему усложняют введением дополнительных преобразующих коммутаторов, но при этом трансформатор переводится на повышенную частоту (несколько десятков килогерц). Можно выделить три класса подобных преобразователей с промежуточным трансформатором повышенной частоты: с многоканальным выпрямителем; с явновыраженным выходным преобразователем частоты; с неявновыраженным выходным преобразователем частоты.

Последний класс можно разделить на два подкласса:

с переключением секций обмотки трансформатора с частотой, равной частоте напряжения на этой обмотке, т. е. с длительностью ступени выходного напряжения инвертора, равной длительности полупериода напряжения на обмотке (тст = 7/2);

с переключением секций обмотки трансформатора с частотой, в целое число раз меньшей частоты напряжения на этой обмотке, т.е. при Гст=К Т/2, где К - любое целое число.

В схемах первого класса (рис. 6.14) входной инвертор Инвх через трансформатор повышенной частоты Тр соединен со входами выпрямителей Bi, В2, Вп, к выходам которых подключен выходной инвертор Инв2 со ступенчато переключаемым уровнем выходного напряжения. Такие инверторы рассмотрены подробно в гл. 8. На выходе выпрямителей включены конденсаторы Ci, С2, Сп, предназначенные как для приема реактивной энергии нагрузки, так и для сглаживания пульсаций потребления энергии, поступающей с выхода выпрямителя в процессе переключения уровней в инверторе Инв2.

Выходы выпрямителей могут быть гальванически разделены (рис. 6.14, а) или связаны (рис. 6.14,6) [6.8]. В последнем случае выпрямитель упрощается.

Благодаря включению конденсаторов через инвертор Инви трансформатор Тр и выпрямитель проходит только активная с*-ставляющая мощности нагрузки.

Схемы второго класса выполняются на основе рассмотренных в предыдущих параграфах данной главы инверторов с переключением секций первичной (рис. 6.15, а) или вторичной (рис. 6.15,6) обмотки силового трансформатора путем включения нагрузки через явновыраженный понижающий преобразователь частоты, выполненный, например, в виде моста на ключах переменного тока Кл1-Кл, и перевода трансформатора Тр на повышенную частоту.

В схемах третьего класса функции переключения секций обмоток и преобразования частоты совмещены, т. е. выполняются с помощью одних и тех же ключей переменного тока и поэтому

Рис. 6.14. Преобразователи с переключением секций промежуточного трансформатора повышенной частоты и с многоканальным выпрямителем

кл,у укл,

а) 5)

Рис. 6.15. Преобразователи с переключением секций промежуточного трансформатора повышенной частоты и со схемой явновыраженного выходного преобразователя частоты

эти схемы названы с неявновыраженным выходным преобразователем частоты. В одной из первых опубликованных схем этого класса с тиристорными ключами (рис. 6.16, а) [6.9] трансформатор имеет несколько вторичных обмоток с разным числом витков, п©-очередно подключаемых к нагрузке в каждом полупериоде напряжения повышенной частоты. Входной инвертор здесь и далее не показан. На рис. 6.16,6 даны диаграммы напряжений на трансформаторе и на нагрузке и алгоритм коммутации ключей (на рисунке указаны номера ключей, находящиеся в открытом состоянии на данном интервале времени).

В схеме на рис. 6.17, а так же, как в рассмотренной выше, длительность ступени равна полупериоду, т.е. остаются справедливыми диаграммы напряжений и алгоритм коммутации ключей на рис. 6.17,6, но секции вторичной обмотки w2.2, 02-3 участвуют при формировании нескольких ступеней выходного напряжения.

Если число витков секций 112-1, w2-z и w2.\ взять одинаковыми вдвое превышающим число витков секции w2-2, то высота ступеней выходного напряжения будет одинакова.

Остальные схемы на рис. 6.17 являются схемами с встречным включением секций, что позволяет уменьшить число ключей при

5) В)

Рис. 6.16. Простейший преобразователь со схемой неявновыраженного выходного преобразователя частоты

®

®

с: 5)

-Ш7-Л

yz-z

®

Kn-t

2-zJ<y

®

Ш2-3 КЛ5

2-3 КЛВ^

Рис. 6.17. Преобразователи со схемой неявновыраженного выходного преобразователя частоты и с переключением секций на частоте напряжения обмоток трансформатора

большом заданном количестве уровней выходного напряжения. В схемах на рис. 6.17,6, в при формировании первой наинизшей ступени t/н открыты ключи К.Л2, Клз, при формировании второй ступени - Клг, Кл, при формировании третьей ступени - Кл2, Кл4, при формировании четвертой ступени - Кли Кл. При одинаковой высоте ступеней должно быть выдержано соотношение

чисел витков ay 2-1: Ш2-2: аУ2-з = 1 : 2 : 5. При большем числе секций в схеме на рис. 6.17,6 [6.10] все дополнительные секции (см. штриховую линию) должны иметь число витков, одинаковое с числом витков секции W2.2, а число витков секции 2-3 должно быть больше суммы числа витков всех остальных секций на число витков секции W2-2. В схеме на рис. 6.17, в [6.11] при большем, чем показано на рисунке, числе секций соотношение чисел витков всех секций, кроме последней, выбирается по закону двоичного счета, т. е. W2-1: W2.2: Ш2-3: W2-4 =1 : 2 : 4 : 8..., а число витков последней секции выбирается равным сумме числа витков всех остальных секций плюс число витков секции W22

ХЮ2-п = W2.1 + 2W2.2 + W2.3 + t2;2.4+.. -+0У2-( -1).

В схеме на рис. 6.17, г соотношение чисел витков секций принимается равным W2-i: W2-2: аУ2-з = 1 : 3 : 6. При этом могут быть сформированы семь ступеней выходного напряжения, но высота их неодинакова.

Во всех схемах на рис. 6.16 и 6.17 переключение секций происходит с частотой напряжения на обмотках трансформатора. Поэтому выходная частота преобразователя /вых связана с промежуточной частотой /пр формулой

/пр вых = 2Л^ -1, (6.26)

где Л^ст - число ступеней в полупериоде выходного напряжения.

Число ключей на вторичной стороне преобразователя Л^кл определяется по формулам, приведенным в табл. 6.3. При этом число Л^кл должно быть округлено в сторону увеличения до целого четного числа в варианте 4 и до числа, кратного трем, в варианте 5.

Из кривых на рис. 6.18, построенных по этим формулам, следует, что при числе ступеней, не превышающем шести - восьми, все схемы имеют примерно одинаковое число ключей (до шести).

Таблица 6.3

Рис. 6.18. Зависимость числа транзисторов в преобразователях со схемой неявновыраженного выходного преобразователя частоты от числа ступеней выходного напряжения

а при большем числе ступеней в этом отношении преимущество имеют варианты 3-5. Однако вследствие встречного включения секций расчетная мощность вторичной обмотки в этих схемах увеличена.

По КПД наилучшие показатели имеют варианты 1 и 2, где в цепи нагрузки в каждый момент времени открыт только один ключ. В варианте 3 таких ключей два, а в вариантах 4 и 5 - два и более. Вариант 4 в этом отношении уступает варианту 5 при большом числе ступеней.

Общим недостатком схем данного подкласса, помимо отмеченного ограничения в выборе уровня промежуточной частоты ло (6.26), является то, что амплитуды ступеней выходного напряжения во всех схемах, кроме вариантов 1 и 2, взаимосвязаны и для получения оптимального при аппроксимации синусоиды соотношения амплитуд приходится выполнять схемы с избыточным числом ключей и секций.

Некоторую помощь в решении задачи аппроксимации синусоиды может оказать введение паузы на нулевом уровне в напряжении на обмотках в начале и в конце полупериода выходной частоты. Эта пауза обеспечивается, например, с помощью входного инвертора, выполненного по мостовой схеме [6.12]. Например, в варианте 2, использовав три ключа {Кли Кл2, Клз) и выполнив секции вторичной обмотки с соотношением чисел витков

W2.1 : W2.2 = 1:1: 13

при fiip==6 fcbix И паузе длительностью в полупериод промежуточной частоты (см. рис. 6.16, в), получим форму выходного напряжения, в которой не содержится высших гармоник вплоть до 11-й, а коэффициент гармоник равен 15,2 %.

На рис. 6.19 показаны схемы преобразователей с неявновыраженным преобразователем частоты, в которых промежуточная час-