ная, а полная мощность нагрузки инвертора и максимальные значения напряжения на дросселе (трансформаторе) и токов транзисторов по меньшей мере в Y~2 раз больше.

Схемы на рис. 5.6, а, б по сравнению со схемами на рис. 5.6, в, г имеют в несколько раз меньшие расчетные мощности дросселя и транзисторов преобразователя, вследствие того что ток дросселя в последних в несколько раз больше тока нагрузки.

На рис. 5.8 для примера показаны зависимости расчетной мощности дросселя от кратности регулирования ви. При этом принято со5фн = 1, уы.м = 1 в схемах на рис. 5.6, а, б; /гим.м=3 (сплошная линия) и kuM.N = 2 (штриховая линия) в схеме на рис. 5.6, в. Из этих кривых видно, что мощность дросселя в схеме на рис. 5.6, в почти втрое больше мощности дросселя в схеме на рис. 5.6, а. В схемах на рис. 5.6, в, г по сравнению со схемами на рис. 5.6, а, б в несколько раз больше ток и емкость конденсатора Спр вследствие прямоугольной формы тока и в несколько раз больше ток входного конденсатора /свх* (см. формулы табл. 5.1). При выполнении защиты от перенапряжений транзисторов Ti и Гг, вызванных действием индуктивности рассеяния обмоток трансформатора в схеме

на рис. 5.6,2, необходимо введение дополнительных транзисторов и Г2 , включенных аналогично транзисторам схемы на рис. 5.6, д, что еще больше усложняет устройство и увеличивает его габаритные размеры. Наконец, закон коммутации транзисторов по (5.10) реализуется существенно сложнее, чем по (5.7), где может быть использована обычная система управления усилителей класса D с опорным синусоидальным напряжением.

По изложенным соображениям в большинстве случаев предпочтительно применение схем на рис. 5.6, а, б. Однако в тех случаях, когда требуется иметь минимальное количество магнитных элементов, например в маломощных схемах, и когда необходимо повышение выходного напряжения относительно входного, могут найти применение схемы на рис. 5.6, в, г.

Рис. 5.8. Зависимость расчетной мощности дросселя от кратности регулирования

5.4. ИНВЕРТОРЫ С ВХОДНЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ЧАСТОТЫ

5.4.1. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ

Если в схемах с обратимым входным трансформаторным преобразователем (см. рис. 5.6, б) вместо ключа в виде встречно-параллельного соединения транзистора Гг и диода Дг использовать

Рис. 5.9. Инверторы с выходным преобразователем частоты

КЛЮЧ В виде двух встречно-последовательно включенных указанных ключей, то транзисторы инвертора Гинв можно исключить. При этом образуется схема инвертора с выходным преобразователем частоты (ПЧ) (рис. 5.9),

Схема на рис. 5.9, а выполнена на основе схемы на рис, 5.6,, т.е. работает в режиме обратимого преобразователя 1-го вида. Схемы на рис. 5.9, в, г выполнены на основе схемы на рис. 5.6, г, т. е. работают в режиме обратимого преобразователя 3-го вида.

zz

2-3/ 2-¥ Tz-iz-z

177?

7Z2Z

T777X

7Ж

7z/Z

Z.TZZl.TL

.72:

Рис, 5.10. Алгоритм коммутации транзисторов и диаграммы напряжений инверторов на рис. 5,9, а, б

Алгоритм коммутации транзисторов инвертора на рис. 5.9, а, б и диаграммы напряжений на обмотках трансформатора Wxp на выходе преобразователя частоты Мп.ч и на нагрузке и показаны на рис. 5.10. Транзисторы входного преобразователя коммутируются через полпериода, как в обычном нерегулируемом инверторе, а

транзисторы преобразователя частоты Т2 коммутируются по принципу широтно-импульсной модуляции по синусоидальной функции построения, причем через полпериода выходной частоты осуществляется реверс полярности выходного напряжения и путем взаимного переключения сигналов управления транзисторами Т2 с одного плеча преобразователя частоты на противоположное. Указанная широтно-импульсная модуляция при выполнении ПЧ по схеме на рис. 5.9, а может осуществляться либо путем запирания во время паузы транзисторов обоих плеч ПЧ (Г2-1 - Т 2-4) и отпирания шунтирующего ключа Г2-5, Г2-6 (рис. 5.10, а), либо при отсутствии шунтирующего ключа путем одновременного отпирания транзисторов обоих плеч и запирания при этом всех транзисторов Ti (рис. 5.10,6). При выполнении ПЧ по мостовой схеме (см. рис. 5.9,6) широтно-импульсная модуляция осуществляется путем регулирования фазового сдвига сигналов управления плечами моста Kai{T2.i, Т2-2) и Кл2{Т2-з, Т2.4) относительно сигналов управления ключами моста Клг{Т'.5, Т2.6) и Кла{Т2-1, Г2-8) (рис. 5.10,0).

Напряжение на обмотках трансформатора тр имеет повышенную частоту и модулировано по ширине по синусоидальной функции построения в пределах полупериода выходной частоты (рис. 5.10, г), а напряжение на выходе ПЧ {и^.ч) имеет форму прямоугольного напряжения с многократной широтно-импульсной модуляцией по синусоидальному закону (рис. 5.10,(9) и после фильтрации с помощью элементов и Сф формируется синусоидальное напряжение Мн, приложенное к нагрузке.

Так как ключи ПЧ в открытом состоянии обладают двухсторонней проводимостью, реактивный (инверсный) ток нагрузки проходит из цепи нагрузки во входной конденсатор Свх беспрепятственно. При этом инвертор по аналогии со схемой на рис. 5.6, б работает в обратимом режиме.

При коммутации транзисторов ПЧ схемы на рис. 5.9, а в соответствии с алгоритмом, приведенным на рис. 5.10,6, инвертор имеет минимальное количество транзисторов. Однако при этом по сравнению с алгоритмом на рис. 5.10, а увеличивается расчетная мощность трансформатора, так как по вторичной обмотке протекает ток и во время паузы, и усложняется система управления, так как сигналы управления транзисторами Г] должны быть широтно-модулированными. Вместе с тем при подобной модуляции сигналов управления транзисторами Ti уменьшаются потери в сердечнике трансформатора, так как во время паузы не происходит его перемагничивания. С этой же целью модуляция может быть применена и в схеме с мостовым ПЧ (см. рис. 5.9,6). В последнем случае во время паузы трансформатор будет отключен как по первичной, так и по вторичной стороне.

Алгоритм коммутации транзисторов инвертора на рис. 5.9, в показан на рис. 5.11, а, а инвертора на рис. 5.9, г - на рис. 5.11,6. Схема на рис. 5.9, в является, по существу, двухтактным вариантом схемы на рис. 5.6, г. Поэтому в один полупериод выходной частоты транзисторы Гм, Гь4 и Г2-1 коммутируются, как в схеме на

т

Ъ-2 Т.

Т

2-Ч

Рис. 5.11. Алгоритм коммутации транзисторов и диаграммы напряжений инверторов на рис. 5.9, в, г

рис. 5.6, г, д, причем в это время постоянно открыт транзистор и постоянно закрыты транзисторы Г1-2, Гьз, а в другой полупериод выходной частоты на повышенной частоте аналогичным образом коммутируются транзисторы Т\.ч, Г1.3 и Г2-2 при постоянно открытом транзисторе Г2-1 и постоянно закрытых транзисторах Гы, Г1.4. В схеме на рис. 5.9, г транзисторы /ы, Т^. коммутируются на повышенной частоте весь период, а транзисторы 72-i и Т'2.4 -поочередно по полупериодам. Транзисторы Г 2-2 и Гг-з открываются поочередно через полпериода выходной частоты и на повышенной частоте не коммутируются. Форма напряжения на обмотках трансформатора Итр соответствует форме напряжения Ul в схемах на рис. 5.6, в - д с тем отличием, что через полпериода выходной частоты инвертора полярность напряжения изменяется на противоположную (рис. 5.11, в). К нагрузке приложено синусоидальное напряжение (рис. 5.11, г), сглаженное конденсатором

Сф. в схеме на рис. 5.9, г преобразователь частоты может быть выполнен мостовым, как показано на рис. 5.9, б.

5.4.2. РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ

Так как схемы на рис. 5.9 являются модификацией схем на рис. 5.6 и отличаются от них в основном объединением транзисторов инвертора с транзисторами вторичной стороны преобразователя, большинство расчетных значений, полученных в § 5.3 (см. табл. 5.1), распространяются и на схемы данного параграфа.

Регулировочная характеристика схемы на рис. 5.9, а, б соответствует (5.9), а схем на рис. 5.9, в, г- (5.12). Особенностью работы схем на рис. 5.9, е, г является ограничение максимального значения коэффициента ум.м на уровне 0,5, т. е. 17м<1. В противном случае при закрытых транзисторах Ti одного плеча напряжение на первичной обмотке трансформатора будет превышать входное напряжение и откроются диоды противоположного плеча преобразователя, что приведет к искажению выходного напряжения и снижению КПД инвертора. Это замечание в полной мере относится и к схеме на рис. 5.6, д.

Формулы для токов транзисторов /т1. соответствуют формулам табл. 5.1 для грансформаторных вариантов соответствующих схем.

Так как транзисторы Гг коммутируются в течение всего полупериода, ток

/т2* =/т1*/тр- (5.15)

Формулы для токов диодов Д1 первичной стороны преобразователя соответствуют формулам табл. 5.1 для трансформаторных вариантов соответствующих схем.

Токи диодов вторичной стороны преобразователя в схеме на рис. 5.9, а при коммутации транзисторов по алгоритму, приведенному на рис. 5.10, а, определяются путем интегрирования выражения для диодов основных ключей (Дг-!- Д2-4):

/д2о -

sin (©f - Фн) sin Ы d (©/) - -~ sin {at - фн) sin cot d {Ш)

a для диодов шунтирующего ключа (Дд-з -2-6)

- /н.м

/Ж2Ш =

J sin (©/ -Фн) (1 - sin©0 d(©0 - Jsin(©f-Фн) (I - sin ©О d(©0 Ф„ О

Знак минус между интегралами означает, что в один полупериод выходной частоты диод проводит прямой ток нагрузки, а в другой полупериод - инверсный.

В результате интегрирования с учетом /им.=2 ,р получаем (в относительных единицах):

/д2о* = 1(л - 2фн) cos Фн -f 2sin Фн1/4зхтр; (5.16)

/д2ш* = [2 - (я/2 - Фн) cos Фн - sin Фн]/яА!тр. (5.17)

Суммарный ток диодов схемы

2/д2. = 4/Д20. + 2/Д2Ш. = 4/яАтр. (5.18)

При отсутствии шунтирующего ключа (Д2.5 Д2-6 ) и коммутации транзисторов по алгоритму, приведенному на рис. 5.10,6, к току диода основного ключа

добавляется половина тока диода шунтирующего ключа, т. е. согласно (5.16) и (5.17)

/д2* = Д2о* + /д2ш*/2 = 1/я*тр- (5.19)

Суммарный ток диодов и в этом случае соответствует (5.18).

При выполнении ПЧ по мостовой схеме (см. рис. 5.9, б) каждый диод Д2 проводит ток полупериода повышенной частоты на протяжении полупериода выходной частоты (от фн до я + фн) и поэтому /д2=2/н.м/4я или в относительных единицах /д2,= 1/ятр.

Суммарный ток в мостовом ПЧ /д2. = 8/я.р, т. е. вдвое больше, чем в ПЧ со средней точкой вторичной обмотки.

Ток каждого диода д2 в схеме на рис. 5.9, в равен половине среднего значения тока нагрузки, а в схеме на рис. 5.9, г - четверти этого значения, т. е. Д2* =2/ятр и 1/ятр соответственно.

Формулы для тока входного конденсатора /свх. еоответствуют формулам табл. 5.1. Аналогично ток конденсатора фильтра Сф соответствует току /спр . т. е. определяется по формулам табл. 5.1.

5.4:3. сравнение вариантов схем

Инверторы с выходным преобразователем частоты со всеми положительными свойствами инверторов с входным обратимым преобразователем, отмеченные в п. 5.3.3, позволяют еще более упростить устройство, так как в них ключи выходного инвертора совмещены с ключами вторичной стороны обратимого преобразователя. Благодаря этому вместо трех каналов управления инвертор с выходным ПЧ имеет только два канала управления: ключами ПЧ и ключами входного преобразователя. В схеме на рис. 5.9, а, б ключи входного преобразователя могут управляться немодулиро-ванным прямоугольным напряжением (см. рис. 5.10, а, в) непосредственно от задающего генератора, что дополнительно упрощает устройство. Из сопоставления схем на рис. 5.9 со схемами на рис. 5.6 видно, что общее число транзисторов и диодов в схеме с выходным ПЧ меньше, чем в схеме с выходным инвертором (см. рис. 5.6). Например, в схеме на рис. 5.6, а общее число ключей (транзистор, шунтированный диодом) равно десяти, а в схеме на рис. 5.9, а - восьми. Ток нагрузки в схеме на рис. 5.6, а проходит в каждый данный момент времени через последовательно включенные на вторичной стороне один диод Дг и два транзистора Гиив, а в схеме на рис. 5.9, а - через один диод Дг и один транзистор Гг, благодаря чему последняя имеет более высокий КПД.

Схемы с выходным ПЧ имеют более высокие значения токов транзисторов Гг в соответствии с (5.15), но при повышенном выходном напряжении это не вызывает значительного увеличения габаритных размеров и массы силовых транзисторов.

Сравнение схем на основе преобразователей 1-го вида со схемами на основе преобразователей 3-го вида, проведенное в п. 5.3.3, остается справедливым и для схем на рис. 5.9, т. е., в большинстве случаев предпочтительней применение схем на рис. 5.9, а, б.

сравнивая путем расчета варианты выполнения однофазных инверторов, рассмотренных в данной главе и в гл. 3, можно сделать следующие выводы:

наилучшие массогабаритные показатели имеют схемы с бестрансформаторным выходом (см. рис. 5.2,6, 5.6,6 и 5.9,6), а наихудшие схемы - с входным ППН, особенно 3-го вида; среднее положение занимают однокаскадные схемы (см. гл. 3);

при совершенствовании элементной базы путем широкого использования микросхем и микросборок, в том числе силовых управляемых транзисторных ключей, преимущества вариантов с бестрансформаторным выходом еще более усиливаются;

в маломощных преобразователях с целью их упрощения могут эффективно использоваться схемы с одним силовым магнитным элементом (см. рис. 5.6, а, г и 5.9, в, г) или усилитель класса В.

Глава шестая

ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕМ ОБМОТОК СИЛОВОГО ТРАНСФОРМАТОРА

6.1. НАЗНАЧЕНИЕ И КЛАССИФИКАЦИЯ

Рассматриваемые в данной главе преобразователи относятся к многозонным преобразователям, в которых осуществляется ступенчатое изменение коэффициента трансформации путем переключения секций первичной или (и) вторичной обмотки силового трансформатора. Выполнение преобразователя многозонным позволяет осуществить формирование ступенчатого аппроксимирующего синусоиду выходного напряжения инвертора, работающего на нагрузку переменного тока, и при необходимости широтно-импульс-ное регулирование напряжения в пределах каждой зоны.

Многозонный преобразователь, работающий на нагрузку постоянного тока или на смешанную нагрузку, часть которой потребляет постоянный ток, а часть переменный, имеет уменьшенные габаритные размеры сглаживающего фильтра, так как широтно-импульсное регулирование осуществляется на глубину одной зоны, которая в Л'з раз меньше полного диапазона регулирования, где Л'з - число зон. При большом числе зон, когда глубина каждой из них не превышает поле допуска выходного напряжения, сглаживающий фильтр может отсутствовать. Уменьшение расчетной мощности фильтра или отсутствие фильтра помимо снижения массы и габаритных размеров приводит к повышению качества переходных процессов (быстродействия) при изменении входного напряжения и нагрузки.

Классификация многозонных преобразователей с переключением обмоток силового трансформатора дана на рис. 6.1. Преобразователи различаются по виду переключаемой обмотки, по схеме соединения ключей, коммутирующих секции обмотки, и по длитель-

Преобразователи с переключением секций

I =

первичной обмотки выходного трансформатора

вторичной обмотки выходного трансформатора

обмоток промежуточного трансформатора повьпленной частоты

x В,

Й (О

ф i; S

о

СЗ о ю

о

к са о §

с согласным включением секций

2

к о о ч

о (О

S X е

о к Ь

Й са о

5 W ч

S о

§ S W и о

ч к S очи

с о ь

X о

о (О S

со CQ О

а ю о

а с

§ о

0 д

§ t

a. \o

о о с

и и

с согласнсвстречным включением секций

ь о

ю о

о к

2 к к

о а

о

а

о ф а

ст - т/2

Тст = К Т/2

Рис. 6.1. Классификация многозонных преобразователей с переключением обмоток силового трансформатора

ности ступени Тст (в преобразователях с неявновыраженным преобразованием частоты), которая может быть равна длительности полупериода повышенной промежуточной частоты Г/2 или больше ее в К раз, где К - любое целое число.

Возможно также выполнение преобразователя с комбинацией указанных видов, например с переключением секций и первичной, и вторичной обмоток.

6.2. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ С ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕМ СЕКЦИИ ПЕРВИЧНОЙ ОБМОТКИ ВЫХОДНОГО ТРАНСФОРМАТОРА

6.2.1. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ

Схемы с подключением отводов и крайних выводов первичной обмотки выходного трансформатора к одному входному питающему выводу преобразователя показаны на рис. 6.2. Первичная обмотка выходного трансформатора имеет отводы, расположенные симметрично относительно средней точки, которая соединена с одним из входных выводов, например плюсовым. Внутренние отводы подключены к другому входному выводу через транзисторы Ti и 7*2, шунтированные диодами Д1 и Д2, а остальные отводы - через управляемые ключи Kai-Кл. При открытом транзисторе Ti (Г2) формируется наивысшая ступень выходного напряжения, при открытом ключе {КЛ2) - средняя, а при открытом ключе Клз {Кл) - нижняя.

При работе на нагрузку переменного тока и формировании ступенчатого выходного напряжения, аппроксимирующего синусоиду, конденсатор, принимающий реактивную энергию нагрузки, подключен к входным выводам (рис. 6.2,а), а ключи Клх - Кл выполняются как ключи переменного тока. Благодаря этому на каждой ступени ток может проходить через открытый ключ беспрепятственно в нагрузку и в источник, не вызывая искажений формы выходного напряжения. Соотношение амплитуд ступеней выход-

Рис. 6.2. Преобразователи с подключением отводов и крайних выводов первичной обмотки выходного трансформатора к одному входному питающему выводу