Главная »  Типовые схемы инверторов 

1 2 3 4 5 ... 38

образователя вида 4 - сочетанием последовательно включенных схем преобразователей видов 1 и 2,

Обратимые и реверсивные преобразователи (двух- и четырехквадрантные) выполняются на основе схем, приведенных на рис. 1.4. Подробный анализ преобразователей постоянного напряжения проводится в гл. 4 и 7.

1.4. ТИПОВЫЕ СХЕМЫ ИНВЕРТОРОВ

в элементарном виде инвертор представляет собой последовательное соединение транзистора Т, работающего в режиме переключения с коэффициентом заполнения y = 0,5, и нагрузки, шунтированной дросселем L (рис. 1.6, а).

При открытом транзисторе к нагрузке и дросселю приложено напряжение Ln и в дросселе накапливается реактивная энергия. При закрытом транзисторе накопленная энергия передается в нагрузку, формируя импульс напряжения обратной полярности. Таким образом, при поочередном открытии и закрытии транзистора к нагрузке будет приложено переменное напряжение. Роль дросселя L может выполнять индуктивное сопротивление самой нагрузки. Например, если нагрузкой является индуктивный датчик перемещения, то роль L выполняет индуктивность цепи намагничивания датчика, а роль Rn - входное сопротивление прибора, принимающего сигналы датчика, и сопротивление, эквивалентное


Рис. 1.6. Схемы и диаграммы напряжений и токов простейших однотактных инверторов



потерям в магнитопроводе датчика. Так как среднее значение на-прял^ения на дросселе всегда равно нулю, среднее значение напряжения на нагрузке /7н.ср при закрытом транзисторе (рис. 1.6, б) равно входному напряжению Uu. Спад плоской вершины этого напряжения зависит от индуктивности дросселя, которую в относительных единицах здесь и в дальнейшем будем обозначать коэффициентом реактивности нагрузки

= 2LJTR (1.3)

где Т - период выходного напряжения.

Использовав закон непрерывности тока дросселя, можно получить мгновенные значения максимального и минимального напряжений на нагрузке в относительных единицах:

Unma.* = nrnaJU = П+ сШ (1/2Р)]/2р; (1.4)

Unn,in. = OmiJUu = [Cth(l/2P)-- 1]/2р. (1.5)

Из кривых на рис. 1.6, в, построенных в соответствии с (1.4), (1.5), следует, что форма выходного напряжения начинает сильно отличаться от прямоугольной при уменьшении индуктивности дросселя до значения, при котором р<;2. Коэффициент р уменьшается при увеличении R. Поэтому данный инвертор допускает работу в ограниченном диапазоне изменения нагрузки.

Прямоугольная симметричная по полупериодам форма выходного напряжения обеспечивается в широком диапазоне изменения нагрузки (от значения при холостом ходе до максимального) при выполнении схемы с двумя транзисторами и двумя диодами (рис. 1.6, г). Транзисторы 7] и Гг коммутируются синхронно и синфазно с коэффициентом заполнения 7 = 0,5. При открытых транзисторах диоды закрыты и ток 1ь нарастает (рис. 1.6, д) со скоростью, равной отношению Uji/L, где L - индуктивность дросселя. При запирании транзисторов ток II частично поступает в нагрузку R, а частично через диоды и Дг возвращается в источник. На основании законов непрерывности тока дросселя и равенства нулю среднего значения напряжения на дросселе легко установить, что ток диода 1д к концу периода падает до нуля. Поэтому ток нагрузки

it - ii при О < < Г/2; ii ~ 1д при Г/2 < / < Г

имеет прямоугольную форму с амплитудой Un/Ru независимо от сопротивления R [здесь и далее под /т(/т) понимается ток коллекторной цепи транзистора].

Для гальванического разделения выходной цепи от входной, а также для изменения соотношения между напряжениями этих цепей могут применяться трансформаторные (рис. 1.6, е) или автотрансформаторные варианты схем. По аналогии с однотактными преобразователями постоянного напряжения рассмотренный одно-тактный инвертор может быть назван последовательным.



Варианты схемы однотактного параллельного инвертора показаны на рис. 1.7.

В схеме на рис. 1.7, а последовательно с источником питания включено сопротивление i?ncT, роль которого частично или полностью может выполнять внутреннее сопротивление источника питания. Так как конденсатор С включен последовательно с сопротивлением нагрузки Rn, среднее за период значение тока нагрузки


а) о


Рис. 1.7. Однотактные инверторы с разделительным конденсатором

равно нулю, а при достаточно большой емкости конденсатора напряжение на нагрузке имеет форму, близкую к прямоугольной. Нетрудно показать, что амплитуда напряжения на нагрузке в данной схеме всегда меньше половины напряжения источника питания, а КПД всегда меньше 0,19 (при оптимальном соотношении ист/-н = 2,24).

Экономичность данной схемы можно увеличить, если вместо сопротивления jR ct использовать дроссель Luct (рис. 1.7, б).

При открытом транзисторе Т происходит накапливание энергии в дросселе Lhct (к нему приложено напряжение U-a) п разряд конденсатора С на нагрузку Rn. При закрытом транзисторе Т энергия дросселя расходуется как на заряд конденсатора С, так и на питание нагрузки jRn напряжением обратной полярности. Так как среднее значение напряжения на дросселе равно нулю, а напряжение на конденсаторе (при достаточно большой его емкости) равно амплитуде напряжения на нагрузке, амплитуда Un будет равна напряжению питания U-a, т. е. коэффициент передачи по напряжению данного преобразователя равен единице.

Форма кривой выходного напряжения, а также расчетные мощности дросселя и транзистора данного преобразователя такие же, как и у преобразователя на рис. 1.6, а.

Возможен также трансформаторный вариант выполнения данной схемы (рис. 1.7, в). Сердечник трансформатора Тр в схеме на рис. 1.7, в в отличие от схемы на рис. 1.6, е выполняется без воздушного зазора, т. е. трансформатор имеет меньшие габаритные размеры.

Достоинством рассмотренных однотактных инверторов является простота их выполнения и, следовательно, малая стоимость. Однако им присущи следующие основные недостатки:

несимметричная по полупериодам форма кривой выходного напряжения, изменяющаяся при изменении нагрузки;

2-373



отсутствие возможности регулирования (стабилизации) выходного напряжения;

работа только на активную нагрузку.

Поэтому область применения однотактных инверторов ограничена маломощными (доли и единицы ватт) устройствами.

На рис. 1.8, а, б поясняется работа двухтактного мостового инвертора на активно-индуктивную нагрузку при однократной за полупериод широтно-импульсной модуляции.



Рис. 1.8. Принцип действия мостового инвертора

-<->-

t \

/-fc

Если управление транзисторами производится так, что одна пара транзисторов (например, Гь Гг) переключается со сдвигом по фазе на угол уп относительно другой пары (Гз, Г4), причем в каждой паре транзисторы открыты полпериода, то выходное напряжение инвертора имеет вид прямоугольников с паузой на нулевом уровне длительностью (1-7) Т (рис. 1.8,6). На интервале углов О - уп открыты транзисторы Т\ и Г4. При этом на первой части интервала (от О до фн) накопленная в предыдущем периоде энергия индуктивности Lh возвращается в источник - ток нагрузки ta проходит через диоды Д1, Д4 и транзисторы и Г4, работающие при этом в инверсном режиме. На второй части интервала (от фн до 7л) ток ih изменяет направление и поступает из источника в нагрузку. В момент времени, когда (x)t=yn, происходит переключение транзисторов Гз, Г4 и образуется цепь, замыкающая выходные выводы инвертора накоротко. Эта цепь состоит из диода Дз с инверсно-включенным открытым транзистором Гз и открытого транзистора Ti. Ток нагрузки уменьшается, так как энергия, запасенная в Lh, расходуется на сопротивлении /ш а в момент времени, когда со/ = я, переключаются транзисторы Гь Г2 и начинается второй полупериод. Процессы, происходящие во втором полупериоде, аналогичны рассмотренным и отличаются только тем, что ток 1н имеет обратный знак, роль Ti, Д1 выполняют Гг, Д9, а роль

т д,-п,д,.



Ток нагрузки 1н имеет форму, более близкую к синусоидальной, чем напряжение Ын, благодаря фильтрующему действию индуктивности Lh. Сдвиг фаз тока нагрузки относительно напряжения (угол фн) увеличивается при снижении cos фн нагрузки и становится равным я/2 при со5фн=0.

Реверс выходного напряжения инвертора, т. е. изменение его фазы на 180°, осуществляется переключением одновременно обеих пар транзисторов в необходимый для реверса момент времени.

Поскольку инвертор является обратимым, он обеспечивает работу на нагрузку с противо-ЭДС, например, при рекуперативном торможении электродвигателя переменного тока. В данной схеме возможно совмещение инвертора и выпрямителя при сохранении

С 2с

А 2д

Рис. 1.9. Трехфазный мостовой инвертор

соотношения напряжений на стороне постоянного и переменного токов. В выпрямительном режиме при подаче питающего переменного напряжения на выводы, к которым подключалась нагрузка Rh, преобразователь работает как управляемый выпрямитель вида 2. При коммутации транзисторов на повышенной частоте коэффициент передачи преобразователя по напряжению при данном значении коэффициента у сохраняется как для прямого, так и для обратного направления потока энергии, если принять равными нулю потери мощности в элементах.

Для обеспечения реверса выходного напряжения не только в инверторном, но и в выпрямительном режиме преобразователь должен быть выполнен на ключах переменного тока во всех плечах мостовой схемы.

Трехфазные инверторы выполняются путем подключения входов трех одинаковых однофазных инверторных ячеек к общим входным выводам, подключения нагрузки каждой фазы к выходным выводам соответствующей ячейки и управления транзисторами ячеек со взаимным сдвигом фазы на угол 2я/3.

Рассмотрим работу трехфазного мостового инвертора (рис. 1.9), в котором транзисторы каждого полумоста управляются прямоугольным напряжением (с длительностью открытого состояния транзистора 180 эл. град). Диаграммы переключения транзисторов показаны в верхней части рис. 1.10 (заштрихованные зоны оз-



начают их открытое состояние). В соответствии с этими диаграммами на выходе инвертора формируются три линейных напряжения {Uab, Ubc, Uca) с амплитудой, равной напряжению Un, и с паузой на нулевом уровне 60 эл. град. Напряжения Uab, Ubc и Uca взаимно сдвинуты на 120 эл. град.

Uab о

Zb Za

0 0 0

Za Zb

V Л V Л V A

Zr Za

1/3U,

Z/Jlfn

Рис. 1.10. Принцип действия трехфазного мостового инвертора

Если нагрузка соединена треугольником (рис. 1.9, а), то к ее каждой фазе приложено линейное напряжение. При соединении нагрузки звездой (рис. 1.9,6) форма напряжения на каждой фазе нагрузки отличается от формы линейного напряжения. Из анализа схем соединения нагрузок Za, Zb, Zq на каждом этапе длительностью 60 эл. град, где всегда открыты какие-либо три ключа инвертора (рис. 1.10), следует, что к одной из них приложено напряжение, равное 2С/п/3, а к двум другим f/п/З. В результате фазные



напряжения Uao, Ubo, Uco имеют двухступенчатую форму с амплитудой первой ступени Un/S и второй ступени 2Uu/S.

Следует отметить, что оба напряжения (и линейное, и фазное) не содержат третьей и кратных ей гармоник.

Инвертор благодаря включению диодов, шунтирующих транзисторы, может нормально работать на активно-индуктивную нагрузку, противо-ЭДС и как выпрямитель (в обратимом режиме) по аналогии с рассмотренными выше однофазными схемами. Подробный анализ трехфазных инверторов дан в гл. 9.

1.5. ОСОБЕННОСТИ ПРИМЕНЕНИЯ ОСНОВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ

1.5.1. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ

Диод используется в силовом контуре преобразователей для выпрямления переменного напряжения и для обеспечения проводимости и блокировки транзисторных ключей в обратном направлении, как показано в § 1.2.

Основными параметрами диода, по которым выбирается его тип и количество, являются обратное напряжение (максимальное мгновенное значение) и прямой ток (среднее значение).

При импульсном характере тока с большой скважностью необходимо проверить соответствие амплитуды тока допустимому значению, указанному в ТУ или справочниках для данных значений длительности, частоты повторения или скважности импульсов. Статические потери мощности в диодах с небольшой погрешностью можно определить по приближенной формуле

Рд = А^/д/д,р, (1.6)

где Д^/д--падение напряжения на диоде при среднем значении тока /д.ср. При работе на повышенных частотах диод должен иметь малое время восстановления запирающих свойств при выключении, так как это время определяет динамические потери диода и амплитуду всплеска тока транзистора, при отпирании которого происходит выключение диода ( сквозного тока). Динамические свойства при выборе типа диода следует особенно учитывать при повышенной частоте его коммутации (единицы и десятки килогерц).

Масса и габариты диода в основном определяются допустимым средним значением прямого тока и в меньшей степени обратным напряжением. Поэтому в дальнейшем при сравнении схемных решений преобразователей определяется суммарное относительное значение тока диода

2д* = 2/д ср базис- (1-7)

За базисное значение тока преобразователя здесь и в дальнейшем принято

базис = SJnmin (1.8)



где sh - мощность нагрузки преобразователя; Unmin - минимальное значение напряжения питания преобразователя.

Биполярный транзистор выполняет в силовом контуре преобразователя роль ключевого элемента, который находится в течение определенной части периода коммутации в открытом (насыщенном) состоянии, а оставшуюся часть периода-в закрытом. При переходе из закрытого состояния в открытое (процесс включения) или обратно (процесс выключения) транзистор кратковременно находится в активной области. Длительность этих процессов составляет доли или единицы микросекунд, что обычно на несколь-

----

л

7

tga= R-


Рис. 1.11. Типовые характерис-TO Ч-О 60 80 WO 200 300 тики области максимальных ос) кэогр^кэк кЗ) режимов транзистора

ко порядков меньше времени открытого или закрытого состояния.

Характеристики и свойства биполярных транзисторов рассмотрены в специальной литературе [1.7]. Предельно допустимыми параметрами, определяющими выбор типа и количества транзисторов, являются мгновенные значения напряжения в закрытом состоянии и тока в открытом состоянии и их сочетание в активной области, обычно указываемое в ТУ и справочниках в виде графика области безопасной работы, называемой также областью максимальных режимов (ОМР).

Типовая ОМР для транзистора ключевого типа, показанная на рис. 1.11, а, имеет четыре границы. Вертикальная прямая 1 ограничивает напряжение на уровне /7кэогр> называемом граничным напряжением. Значение Uкэогр соответствует напряжению первичного лавинного пробоя в режиме с разомкнутой цепью базы (t6 = 0), которое обозначают также /Укэгр, Ua=i, Ul и другими символами. Горизонтальная прямая 2 ограничивает максимальное значение тока из условия допустимой для выбранного материала кристалла, контактов и выводов транзистора плотности тока. С увеличением плотности тока увеличивается нагрев указанных элементов транзистора и снижаются его усилительные свойства..



Линия 3 (при построении ОМР в двойном логарифмическом масштабе гиперболическая кривая 3 превращается в прямую линию) обеспечивает максимальную рассеиваемую мощность при работе транзистора в активной области, определяющую температуру нагрева кристалла.

Линия 4 ограничивает ток и напряжение из условия вторичного пробоя транзистора.

Различают два вида вторичного пробоя: тепловой и токовый. Тепловой вторичный пробой происходит вследствие неоднородности проводимости кристалла в отдельных областях его поверхности и следовательно неравномерности плотности тока и распределения температуры по поверхности кристалла. При этом вследствие увеличения проводимости неосновных носителей при увеличении температуры указанная неравномерность прогрессирует, образуются горячие пятна на поверхности и ерез определенный отрезок времени возникает полное про-плавление кристалла в этих локальных микрообъемах, т. е. пробой (короткое замыкание цепи эмиттер-коллектор).

Токовый вторичный пробой происходит, когда плотность тока достигает критического значения, при котором напряженность поля увеличивается настолько, что происходит неконтролируемое умножение носителей в обедненном слое коллектора и напряжение на транзисторе резко уменьшается до малых значений (5-8 В). В отличие от теплового вида вторичного пробоя токовый вторичный пробой не зависит от длительности нахождения транзистора в области критического сочетания напряжения и тока, т. е. определяется не энергией, а импульсной мощностью.

На положешге линии 4 ОМР влияет режим цепи управления транзистором. При обратном смещении цепи эмиттер-база в процессе выключения транзистора вторичный пробой наступает при меньших значениях импульсной мощности по сравнению с мощностью в режиме прямого смещения указанной цепи в процессе включения транзистора. Это объясняется концентрацией избыточных носителей в центральной зоне под действием поперечного поля в области базы, которая тем сильнее, чем больше згпирающий ток во входной цепи транзистора.

Если транзистор находится в активной области и в области насыщения кратковременно, то границы 2-4 ОМР расширяются, что показано на рис. 1.11, а штриховыми линиями для нескольких значений длительности импульса t, причем и1>и2>из- При малых длительностях импульсов (десятки микросекунд) граница 3 вообще исчезает, т. е. работа транзистора определяется только значениями максимального тока и мощности вторичного пробоя. Максимальный импульсный ток обычно в 2-3 раза больше максимального постоянного тока /т.м и не зависит от длительности импульса.

Если транзистор работает в повторно-кратковременном режиме, т. е. ток (мощность) имеет форму серии импульсов, то границы <? и ОМР занимают промежуточное положение между режимом постоянного тока (сплошная линия на рис. 1.11, а) и режимом кратковременных одиночных импульсов (штриховая линия на рис. 1.11, а), причем при большой частоте повторения и (или) малой скважности импульсов границы 3 я 4 приближаются к



сплошной линии, а при малой частоте повторения и (или) большой скважности - к штриховой. Для промежуточных режимов скважности и частоты серии импульсов в справочных данных транзистора приводятся соответствуюш,ие зависимости, определяюп;ие положение границ 5 и на графике ОМР, причем форма импульсов мощности приводится к прямоугольной. Так как ОМР построена для определенной температуры корпуса транзистора, то при другой реальной температуре следует учитывать перемещение границы 3 в соответствии с зависимостью допустимой рассеиваемой мощности Рт от температуры корпуса 0к (рис. 1.11,6). При температурах корпуса больше

где 9пер - предельно допустимая температура перехода; Рт.ном - номинальная длительно рассеиваемая мощность; Rt - тепловое сопротивление транзистора между переходом и корпусом, допустимая рассеиваемая мощность изменяется линейно по закону

P.={Qnev-VRf (1.10)

Положение границы 4 ОМР мало зависит от температуры корпуса, особенно при токовом характере вторичного пробоя. Границы 1 я 2 обычно устанавливаются разработчиком транзистора для всего диапазона рабочих температур.

Потери мощности в транзисторах, работающих в режиме переключения, состоят из суммы статических и динамических потерь. Статические потери, в свою очередь, определяются суммой потерь при насыщении и отсечке, т. е.

ст = -нас + отс = т.действнас + Бср^ЗБнас + К0Кэ(1 - У), (1.1 1)

где /т.действ - действующее значение тока транзистора; /вср - среднее значение тока базы; нас = кэ.нас к.ном-сопротивление насыщения; /У^энас и t/эБнас - остаточные напряжения в режиме насыщения в силовой и входной цепях соответственно; /ко - ток коллектора закрытого транзистора; Окэ - напряжение на закрытом транзисторе.

Динамические потери мощности

Дин ~ имп.вкл^вкл/ ~\~ имп.выклвыкл/ (1-12)

где Римп.вкл и Римп.выкл - импульсная (пиковая) мощность в процессе включения и выключения транзистора соответственно; Т - период коммутации транзистора; вкл и выкл-эквивалентное время рассеяния мощности в процессе включения и выключения соответственно, определяемое после приведения импульса мощности

к прямоугольной форме с амплитудой Римп.вкл и Римп.выкл мстодом

равенства площадей (ватт-секунды).

Форма импульса мощности в процессе включения и выключения определяется взаимным расположением и длительностью




1 2 3 4 5 ... 38



Как выбрать диван



История мебели



Стили кухонной мебели



Публикации



Инверторы



Приемники