2л

Л

->-

............ 1

cat cot

Рис. 5.4. Алгоритм коммутации транзисторов и диаграммы токов и напряжений в схемах, изображенных на рис. 5.3

вертор, названный инвертором с неявновыраженным входным ППН, имеет более высокий КПД, чем инвертор на рис. 5.2, а.

Алгоритм коммутации транзисторов и диаграммы токов и напряжений инвертора, изображенного на рис. 5.3, а [4.16], приведены на рис. 5.4. Транзисторы Т\ и Тч коммутируются через полпериода с выходной частотой инвертора [вых, а транзисторы Гз и Г4 - с частотой регулятора fper = kffsbix, где - кратность частот, причем при открытом транзисторе Ti коммутируется только транзистор Гз, а при открытом Гг - только транзистор Г4.

Постоянная составляющая тока нагрузки 1 , равная току /по проходит через транзистор Гз (Г4), а через транзистор Ti (Г2) проходит только переменная составляющая тока нагрузки, являющаяся, по существу, током конденсатора ic. Тем самым происходит разгрузка основных транзисторов Ti (Г2), но некоторая подгрузка диодов Ml (Д2), поскольку по ним в данном случае проходит весь ток заряда конденсатора. Это видно также из диаграммы токов 1т1(т2), 1д1(д2), показанной на рис. 5.4. Данное явление наиболее выражено при минимальном выходном напряжении, т.е. при коэффициенте заполнения импульсов управления регулирующим транзистором Гз урег=1.

Количественную оценку разгрузки транзисторов и подгрузки диодов проведем в режиме урег=1, приняв, что ток нагрузки i имеет синусоидальную форму. Максимальные значения токов транзисторов /т.м* остаются теми же, что и в схеме с явновыраженным ППН^ уменьшаются только действующие значения токов.

При урег=1 ток 1т1(т2) смещен вниз относительно тока ih на постоянную составляющую / о и пересекает ось абсцисс в точках. Фн+фо и л -фо+фн, где фо = агс81п(/по н.м).

С учетом (3.9) и (3.11)

sin Фо = 2 cos фц/л. (5.1)

Из рис. 5.4 следует, что по диоду проходит ток не только в начале, но и в конце полупериода при фо<фн-

Из (5.1) для условия фо = фн получаем граничное значение

cos фнтр = VnVin + 4) - 0,842. (5.2>

Среднее значение тока диода

Ун.ы sin ((о/ - Фн) - /по! d((ui) +

+ J [H.Msin Ы - Фн) - /по1 d (cdO (5.3)

при COS фн<со8 фн.гр второй член этого выражения равен нулю. Используя (1.8) и (5.1), из (5.2) получаем в относительных единицах:

/д^ = COS Фн (фн + фо)/2л + + (cos Фо - COS фн)/4 для COS Фн < 0,842; /д* = [cos Фо - COS Фн (1 - 2фо/л)]/2 для COS Фн > 0,842.

(5.4)

Действующее значение тока транзистора Г1(Г2) удобно определять смещением начала координат на угол фн:

т.действ

(/н.м sin со/ - /цо) d (соО Д-я cos фн < 0,842.

(5.5)

При созфн>0,842 в верхнем пределе интеграла (5.5) вместо фо подставляется фн. Решая (5.5) с учетом (3.9) и (3.11), получаем:

т.действ* ~

1 \ я

+ ~7Г ( - Фн - Фо) + - (sin 2фн +

2я / 32

+ Sin 2фо)

cos Фн

(созфн + созфо) для соЗфн < 0,842;

+ - cos2 Фн (1 - \ для COS Фн > 0,842.

2 \ я /

(5.6)

Построенные по (5.4) и (5.6) зависимости /д* и /т.действ* от совфн показаны на рис. 5.5, где нанесены также аналогичные зависимости для обычного инвертора (штриховые линии), взятые из рис. 3.3, а, г.

Несложный расчет, выполненный с помощью этих зависимостей, показывает, что применение схем инверторов с неявновыраженным ППН позволяет уменьшить потери в полупроводниковой части преобразователя почти в 2 раза при нагрузках с высоким

СО8фн(0,8-1).

В мостовом варианте инвертора с неявновыраженным ППН (рис. 5.3,6) [4.17] имеется возможность формирования нулевой паузы в выходном напряжении путем одновременного отпирания транзисторов Гг и Гз. На рис. 5.4, б показаны форма выходного напряжения Wh и алгоритм коммутации транзисторов Т\ - Г4 для этого варианта, причем коммутация транзисторов Г5 и Ге производится аналогично коммутации транзисторов Гз и Г4 схемы на рис. 5.3, а.

Коэффициент заполнения импульсов выходного напряжения Уинв выбирается из условия получения заданного спектрального состава (согласно рекомендациям, данным в гл. 2), а путем изменения коэффициента заполнения импульсов управления регулиру-

о.ч

Рис. 5.5. Зависимость токов транзистора и диода от коэффициента мощности нагрузки

ющими транзисторами Ть и Tq vper стабилизируется значение выходного напряжения. Совмещение регулятора и инвертора приводит к изменению нагрузки в данной схеме элементов Гг (Гз), Дг (Дз) так же, как в рассмотренной выше схеме на рис. 5.3, а, только при уинв = 1. При уменьшении коэффициента инв происходит увеличение нагрузки элементов Гг (Гз) и уменьшение нагрузки элементов Т\ (Г4), и Д\ (Д4) вследствие того, что последние во время паузы выходного напряжения закрыты.

Нагрузка всех остальных элементов в инверторах с неявновыраженным ППН остается такой же, как в рассмотренных в § 5.1 схемах с явновыраженным ППН.

К многокаскадным инверторам с неявновыраженным ППН 2-го вида можно отнести также и схемы на рис. ?>Л\,а,б,в при управлении ключами способом, показанным на рис. 3.11,е, поскольку при этом в процессе стабилизации выходного напряжения его форма остается неизменной.

5.3. ИНВЕРТОРЫ С ВХОДНЫМ ОБРАТИМЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ

5.3.1. ОСНОВНЫЕ СХЕМЫ

Если на выходе ППН схемы на рис. 5.2, а сформировать синусоидальное выпрямленное напряжение f/np, то фильтр на выходе инсертора не потребуется. Следовательно, в данном случае ППН будет выполнять функции не только стабилизатора, но и формирователя выходного напряжения инвертора. Однако для реализации функции формирования синусоидального выпрямленного напряжения ППН должен быть обрашмым, т.е. должен обладать способностью передавать реакшвный ток нагрузки во входную цепь инвертора или во входной конденсатор постоянного напряжения. Конденсатор Спр при этом имеет относительно малую емкость и предназначен только для сглаживания пульсаций напряжения на частоте работы ППН, которая обычно в несколько десятков раз выше выходной частоты инвертора. Так как напряжение Up должно изменяться от нуля, для ППН могут использоваться схемы только 1-го и 3-го видов, причем обратимость преобразователя обеспечивается включением встречно-параллельно каждому силовому транзистору диода, а встречно-параллельно каждому силовому диоду - транзистора.

Примеры выполнения схем инверторов с входным обратимым ППН показаны на рис. 5.6, а диаграммы токов и напряжений, а также алгоритм коммутации транзисторов - на рис. 5.7.

В схеме на рис. 5.6, а применен понижающий ППН, однотактный обратимый преобразователь 1-го вида, а на рис. 5.6,6 - двухтактный трансформаторный вариант этого преобразователя. В схеме на рис. 5.6, в применен однотактный обратимый преобразователь 3-го вида, а на рис. 5.6, г - его трансформаторный вариант.

инв, Д инб

Рис. 5.6. Инверторы с входным обратимым преобразователем постоянного напряжения

На рис. 5.6,5 показан вариант выполнения схемы на рис. 5.6, г, когда последовательно с транзистором Ti включен дополнительный синхронно коммутируемый транзистор Т[, а благодаря введению

дополнительных диодов Дп1 и Дп2 блокируются перенапряжения, вызванные индуктивностью рассеяния первичной обмотки трансформатора Тр.

Выходной инвертор во всех схемах на рис. 5.6 может быть выполнен по любой из схем, рассмотренных в гл. 3 (для примера на рис. 5.6, а показан мостовой инвертор).

Транзисторы преобразователя коммутируются на повышенной частоте с таким коэффициентом заполнения у, чтобы напряжение на промежуточном конденсаторе Unp имело форму выпрямленной синусоиды (рис. 5.7), причем на интервале углов от фн до л преобразователь работает в прямом режиме (коммутируется транзистор Ti), а на интервале углов от О до фн, когда ток нагрузки должен быть возвращен в источник питания, в обратимом режиме (коммутируется транзистор Гг).

>1НВ

ZZZZ.

т

С8х

Л

LI

О Ч

т

yT cv

Рис. 5.7. Алгоритм коммутации транзисторов и диаграммы токов и напряжений в схеме на рис. 5.6

транзисторы инвертора коммутируются на выходной частоте в момент снижения до нуля напряжения б^пр. При бестрансформаторном выполнении выходного инвертора напряжение на выходе Ов равно напряжению Unp, в котором изменена полярность одного полупериода,

6.3.2. РАСЧЕТНЫЕ СООТНОШЕНИЯ

Регулировочные характеристики, устанавливающие закон изменения коэффициента заполнения импульсов управления транзисторами у в пределах полупериода, определяются коэффициентами передачи преобразователя по напряжению ku в прямом и обратном режимах.

Для схем с преобразователем 1-го вида (см. рис. 5.6, а, б) в прямом режиме с учетом табл. 1.3

Т1 = Ум81п(й^ (5.7)

где Ум - максимальное значение коэффициента у в середине полупериода (в точке я/2 на рис. 5.7).

Максимум Ym в данных схемах соответствует минимальному входному напряжению Unmin и обозначается ум.м, причем

Ум = Ум.м UjiminlUn- (5-8)

В обратимом режиме (диапазон углов О-фи) преобразователь в данных схемах работает как повышающий напряжение Unp до уровня входного напряжения, т. е. как преобразователь 2-го вида.

Поэтому с учетом табл. 1.3 коэффициент заполнения импульсов для данного режима

Y2= I-I/A!t/= 1-Ysinco (5.9)

Для схем с преобразователем 3-го вида (см. рис. 5.6, в-д) с учетом (табл. 1.3) в прямом режиме

Vi = ku/{l + ky) = ky sin co (l -f ky sin CO/) (5.17>

и в обратном режиме

У2 = (1/1/)/(! + 1/1/) = 1/(1 + (/м Sin соО. (5.11>

где kun - максимальное значение коэффициента ku в середине полупериода точке я/2 на рис. 5.7). По аналогии с (5.8):

£/м=м^п^ш п, (5-12>

где kun.n - максимум kun, соответствующий режиму минимального входного напряжения U-amin-

Заметим, что в схеме на рис. 5.6, б принимается Ym.m=1, так как согласование выходного напряжения инвертора с входным выполняется путем выбора соответствующего коэффициента трансформации трансформатора тр.

В схеме на рис. 5.6, г коэффициент трансформации трансформаторов Тр

p = Wm(1-Vm.m)/Ym.m, (5-13>

где ум.м - максимальное значение ко.эффициента заполнения импульсов управления транзистором Т\, принимаемое исходя из регулировочной характеристики с учетом потерь (см. рис. 1.5) равным 0,7-0,8.

Таблица 5.1

Параметр

Формулы для определения значений параметров схем

с преобразователем 1-го вида

однотактной (рис. 5.6, а)

двухтактной трансформаторной (рис. 5.6, б)

с преобразователем 3-го вида

однотактной (рис. 5.6, в)

трансформаторной (рис. 5.6. г)

Коэффициент заполнения импульсов управг.?ния транзисторами

и Unmin

и

nmin

UnminSinwi

Максимальное значение тока транзистора

2/Ym.m

I т.м 1*0

iT.M2*o

2/?м.м

25!пфн/7м.м

2(1 -?м.м)/Ум.м^тр

2/?м.м

251Пфн/тр

251пфн/?м.м^тр

Д.ИНВ*

(1 - С05фн)/Я7м.М

(1 - С05фн)/Я^тр

(1-С05фн) (1 - Ум.м)/я?м.м^тр

Среднее значение тока диода

/Д2=1

(51Пфн -фнС05фн)/2л

(51Пфн -фнС08фн)/Я

яум.м

1 -f С05фн X

Ym (я -Фн) 2

1 + СОЗфн

2(1-Ьс05фн) (1-?м,м) .м^тр

Действующее значение тока конденсатора /свх.

Ym.m

I С052фн\ 9 9

4(1-Ym.m) Л С052фн Ym.mtp \ 3 У

+0,5

w Расчетная дросселя Pl*

мощность

0,394

1.57

Тм.м

Ym.m

при

Тм.м

<2

(1 + *)

при

Тм.м

>2

U57ey / Х/+1/м.м /

С/м.м

cos29j

С/М.М С052фн

Расчетная мощность трансформатора Ртр*

Вариант выполнения схемы

Первичная цепь

Вторичная цепь

Средняя точка

Средняя точка

Средняя точка

Средняя точка

l,25Kl + со52фн/3

0,785Х

jcos,

+ 1 +

С052фн

С052фн

0,785Х

С052фц ,

Из сопоставления (5.7) с (5.9), а также (5.10) с (5.11) следует, что

T2=I-Ti. (5.14)

т, е. импульсы управления транзистором Гг по длительности являются импульсами, дополняющими импульсы управления транзистором Ti в течение всего полупериода. Следовательно, в системе управления инвертором необходимо прямой выход модулятора ширины импульсов соединять с цепью управления одного из транзисторов (Ti), а инверсный выход - с цепью управления другого (Гг).

Для схем на рис. 5.6, а, б согласно (5.7) и (5.9) указанный модулятор должен работать по тому же закону, что и в обычном инверторе класса D, с модуляцией ширины по синусоидальной функции построения (см. рис. 3.7).

Токи транзисторов выходного инвертора равны току нагрузки. Расчетные значения токов транзисторов диодов и конденсаторов, а также мощностей дросселя и трансформатора, полученные с помощью рис. 5.7 на основании формул гл. 3 и 4 и (1.48), (5.7), (5.8), (5.10), (5.12), приведены в табл. 5.1.

При этом ток входного конденсатора icbx соответствует переменной составляющей тока tn (см. заштрихованные области на рис. 5.7). Ток промежуточного конденсатора icnp в схемах на рис. 5.6, а, б является треугольной составляющей тока дросселя, а в схемах ,на рис. 5.6, в, г соответствует току нагрузки на интервале времени и току другой полярности на интервале времени (1-уОГп с амплитудой, в yi/(l-yi) раз меньшей (рис. 5.7). Емкость конденсатораСпр в несколько десятков раз меньше емкости конденсатора Свх вследствие повышенной частоты фильтруемого напряжения.

Диаграмма напряжения на дросселе иь\ (см. рис. 5.6, а, б) показана на рис. 5.7 и на интервале времени yiTn соответствует разности напряжений входного t/n и на конденсаторе t/up. Максимальный вольт-секундный интеграл этого напряжения находится в точке yi = 0,5, которая с учетом (5.9) и (5.10) находится при

4iarcsin(e(,/2yj J,

если 8(7/ум.м<2.

Для схем на рис. 5.6, б, г диаграмма напряжения пьч также показана на рис. 5.7. Вольт-секундный интеграл этого напряжения максимален в середине полупериода.

5.3.3. СРАВНЕНИЕ ВАРИАНТОВ СХЕМ

Выполнение входного преобразователя обратимым позволяет исключить выходной фильтр, т. е. исключить по меньшей мере два силовых реактивных элемента и тем самым упростить устройство. При этом сохраняются все достоинства, присушие инверторам с входным регулируемым преобразователем, отмеченные в § 5.1, а функции фильтра инвертора выполняет по совместительству фильтр преобразователя.

Благодаря тому, что транзисторы инвертора Гинв переключаются при напряжении, близком к нулю, в них отсутствуют динамические потери и снижен уровень коммутационных помех на выходе инвертора.

Вместе с тем при выполнении преобразователя обратимым увеличиваются по сравнению с необратимым габаритные размеры его элементов, поскольку через преобразователь проходит не актив-